为初级端调节反激式转换器建立一个平均模型

交流分析属于经典的反激式拓扑结构资料中的内容，涉及一个与并联稳压器如流行的 TL431 相关的光耦。随着智能手机和其他平板电脑的出现，适配器市场(更确切地说是旅行适配器市场)的趋势是减少这个连接到电源的"黑盒子"的大小和成本。实现这些目标的可能性有哪些？

一种选择是简化反馈链，并采用初级侧调节型结构。虽然通过初级端绕组的调节是一个众所周知的法则，但已经推出了一些改进，如更好的整体精度和能控制输出电流而无需实际测量。现在这些初级侧调节（PSR）控制器常见于各种应用中，并与现有的基于光耦的设计竞争。然而，在 PSR 拓扑结构的文献中不包括补偿。为了补偿电源，必须进行交流分析，如采用平均模型。

本文将介绍一个采用光耦的经典的反激式转换器和 PSR 反激之间的主要差异。然后，我们将看看如何建立一个 PSR 反激的平均模型（其中包括所需的采样保持电路）并简化它，而不影响传递函数。我们将评估传递函数并得出结果，并将传递函数的 Mathcad 图与转换器的仿真进行比较。最后，将绘制环路补偿和进行所需的计算以调节相位裕度。

经典的反激式对比 PSR

术语经典的反激式指一个环路基于一个次级并联稳压器如 TL431 和一个用来向初级端传递信息的光耦。这种转换器的典型原理图如图1所示。

图1.经典的反激式结构的简化原理图。

在该配置中，输出电压在次级端被直接检测。通过调制光耦 LED 电流，调节信息将被发送到初级端控制器，调节频率和/或初级峰值电流以保持输出电压处于额定值。

然而，光耦是个相对昂贵的器件，比简单的贴片 (SMD) 电阻或电容器占用更多的印刷电路板 (PCB) 空间（如0603封装），因为每年随手机付运的旅行适配器数以百万计，消除次级端电路和光耦对制造商将是实实在在的经济效益。因此，新的方案被开发，以消除这些器件，如图2所示，同时保持调节精度与经典的反激式达到的精度相似。

图2 基于 PSR 的反激式结构简化示意图。

 

PSR 的原理

从图2中的原理图可以看出，初级端（高压）和隔离次级端（低直流电压）之间的唯一连接是变压器。从安全和可靠性角度来看，取消光耦提供优势：光耦老化时会发生漂移（例如电流传输比 (CTR) 下降），并且还容易受到外部扰动的影响。

 

初级端调节结构的工作原理是什么？我们来看看变压器周围的信号，如图3所示。

图3. 在反激式变压器上或其附近测得的 SPICE 波形。

 

关闭期间，受初级-次级匝数比 NPS(Nsecondary/Nprimary) 的影响，漏电压 (VDS) 为输入电压与输出电压之和。

 

接下来，我们重点看看次级绕组电压 (VSEC) 。关闭期间（即初级端 MOSFET 关闭时）的电压等于输出电压与由输出整流器和输出电容决定的电压之和。在 toff 期间，输出整流器二极管导通，向负载供电并对输出电容充电。如果放大次级绕组电压，如图4所示，我们会看到电压会随二极管电流下降。这个斜率源于二极管动态电阻 rd。

图4.二极管动态电阻对次级绕组电压的影响

（仿真曲线）。

 

事实上，二极管上的压降为两个参数之和：

• 导通阈值：VT0

• 动态电阻上的压降：。

 

VT0 是一个因技术而异的参数，rd 则取决于给定二极管的工作点。辅助绕组上的电压将呈现出与次级绕组电压相同的形态，但其电压值会受辅助匝数比的影响。借助图4，我们可以轻松地发现，如果初级端控制器在消磁时间开始时（即图4中第一条垂直虚线出现的位置）对电压采样，则输出电压信息会受电流的影响。在满载条件下，输出电压将比轻载工作条件下低。动态电阻的存在是造成这一差异的原因。

 

为了正确地向控制器发出信息，我们的 PSR 电路精确检测核心退磁的结束-辅助电压拐点-在采样该电压前。这种技术自然得出一个正确的输出电压表达式。在实践中，在控制器裸片内，采样保持电路连接到 Vs/ ZCD 引脚 - 用来检测辅助电压的零交越点和进行 CV 调节的引脚 - 来实现此特性。然后将采样信号与参考电压进行比较，并通过图5所示的运算跨导放大器（OTA）产生恒定电压调节。

图5   恒压调节的简化示意图。

图6的波形显示了与采样过程有关的曲线。连接到红色曲线（OTA）的信号与参考电压进行比较，并周期性地刷新，而不受输出电流的影响。得益于这种方法，在输出负载或输入电压的恒定电压调节是准确的。负载调节性能如图7所示：在输出功率范围，我们实现了好0.5%的性能，