为初级端调节反激式转换器建立一个平均模型

这是一个传统的、简单的基于辅助的转换器不能达到的。

图6   刷新电压进行 CV 调节。

 

 图7   恒定电压调节用作在实验室中测量 PSR 控制器的负载电流和输入电压。

 

采用初级端调节拓扑的功率级平均模型

研究我们的转换器的稳定性的一个选择是使用一个平均模型。为了创建这个模型，我们将使用参考文献[ 1 ]中提到的90年代推出的脉冲宽度调制（PWM）开关模型，并用于准谐振（QR）工作。PWM 开关背后的原理是建立一个由二极管和主 MOSFET 构成的模型，其在开关过程中产生不连续。这种方法形成一个简单的大信号三引脚模型，后线性化用于频率响应的研究。由于文献中涵盖了这种方法（参见参考文献[ 1 ]和[ 2 ] ]，我们就不花费更多的时间在这个主题上。

 

使用 PWM 开关模型用于 QR 反激式拓扑，可绘制出如图8的原理图。

图8  反激转换器中的PWM开关模型。

此原理图在变压器周围集成了所有器件，现在没有简化。连接到次级绕组，我们可以确定输出电容（Cout）及其等效串联电阻（Resr1）和输出负载（Rload）。在辅助绕组上，可见Vcc电容（CVcc）与 ESR（Resr2）串联。同时，IC 已被建模，电阻 RIC 。最后，电阻也存在辅助绕组和 ZCD 引脚之间连接。在 SPICE 中仿真这个原理图，我们可以提取功率级（Ctrl节点到Vout）的控制输出波特图。图9显示了结果。请注意，虽然仿真图8原理图中使用的器件值没显示，但这些值是实际应用的代表。

图9  功率级传递函数。

我们来选择一个交越频率 fc，在1千赫处。这是在快速瞬态响应和良好的抗噪性之间一个很好的权衡。在 DCM 电流模式反激式转换器中的右半平面零点（RHPZ）远离且不干扰我们。在这截止频率处，功率级衰减测量为19.5分贝和相位为- 88.9°。

因为反馈信号由辅助绕组生成，我们需要建立一个与在 Vaux 节点观察到的输出相同的波特图（图10），相位形态没有改变但幅值曲线受到变压器匝数比的影响：

                                   

  (1)

图10  辅助绕组上的传递函数。

 

使用此平均模型配置，输出端的所有器件都会自动反映到辅助绕组。在这里，这两个二极管都有可以忽略不计的动态电阻，并视为短路。

 

功率级平均模型的简化

下一步将包括简化原理图和减少器件的数量，而不改变传递函数。在图8中的原理图，我们看到有三个绕组：第一个绕组是初级绕组，第二个与功率传输（次级功率绕组）有关，而第三个绕组用于输出电压的测量。它也被设计用来为控制器供电（辅助绕组）。

 

由于最后的目标是绘制开环传递函数，我们将以单个次级端绕组尽量简化变压器。所有的波特图将不在本文显示，第一步是要去掉 IC 的电阻，然后是 Vcc 电容。最后可能的简化是反映连接次级端到辅助绕组的器件。

 

让我们把重点放在如图11所示的变压器上。和图8比较，连接到辅助绕组的元件数量现在受限于 ZCD 引脚桥电阻。连接初级到电源次级和辅助绕组的匝数比分别记为 NPS 和 NPA

其中

 

图11  变压器及次级器件。简化这个原理图将使我们能够简化功率级平均模型。

 

为了更清晰易懂，我们将分为两步。首先，输出电容和电阻负载被反映到初级端，如图12所示。然后，这些元素将从初级到辅助绕组被反映出来。

图12  输出电容和负载反映到初级端。

 

 

变压器周围的反射元件

如果我们视电路器件为理想的，这些器件是如何反射到变压器的，特别是使二极管有 0? 动态电阻？让我们来看看图13中绘制的理想变压器的方程。

图13  理想变压器。

实际应用

基于NCP1365 的 PSR 转换器已装配为如图26所示。前面计算的元件值已被用于补偿部分并焊接到电路板上。5V 输出适用于每秒 1A 至 2A 的负载。如图27所证实，瞬态响应极佳，与输入电压无关。

 采用安森美半导体的 NCP1365 的 PSR 板已装配。它提供 5V 和高达 2A 的输出电流。

在低压和高压条件下测量的瞬态响应证实转换器的极佳稳定性。

 

总结

本文讨论了两个主要议题：反激转换器在初级端调节下的工作模式和功率级平均模型的