车载开关电源电子电路方案详解

　　随着现代汽车用电设备种类的增多，功率等级的增加，所需要电源的型式越来越多，包括交流电源和直流电源。这些电源均需要采用开关变换器将蓄电池提供的+12VDC或+24VDC的直流电压经过DC-DC变换器提升为+220VDC或+240VDC，后级再经过DC-AC变换器转换为工频交流电源或变频调压电源。对于前级DC-DC变换器，又包括高频DC-AC逆变部分、高频变压器和AC-DC整流部分，不同的组合适应不同的输出功率等级，变换性能也有所不同。推挽逆变电路以其结构简单、变压器磁芯利用率高等优点得到了广泛应用，尤其是在低压大电流输入的中小功率场合;同时全桥整流电路也具有电压利用率高、支持输出功率较高等特点，因此本文采用推挽逆变-高频变压器-全桥整流方案，设计了24VDC输入-220VDC 输出、额定输出功率600W的DC-DC变换器，并采用AP法设计相应的推挽变压器。

　　推挽逆变的工作原理

　　图1给出了推挽逆变-高频变压-全桥整流DC-DC变换器的基本电路拓扑。通过控制两个开关管S1和S2以相同的开关频率交替导通，且每个开关管的占空比 d均小于50%，留出一定死区时间以避免S1和S2同时导通。由前级推挽逆变将输入直流低电压逆变为交流高频低电压，送至高频变压器原边，并通过变压器耦合，在副边得到交流高频高电压，再经过由反向快速恢复二极管FRD构成的全桥整流、滤波后得到所期望的直流高电压。由于开关管可承受的反压最小为两倍的输入电压，即2UI，而电流则是额定电流，所以， 推挽电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。

　　图1：推挽逆变-高频变压器-全桥整流电路图

　　当S1开通时，其漏源电压 uDS1只是一个开关管的导通压降，在理想情况下可假定 uDS1=0，而此时由于在绕组中会产生一个感应电压，并且根据变压器初级绕组的同名端关系，该感应电压也会叠加到关断的S2上，从而使S2在关断时承受的电压是输入电压与感应电压之和约为2UI.在实际中，变压器的漏感会产生很大的尖峰电压加在S2 两端，从而引起大的关断损耗，变换器的效率因受变压器漏感的限制，不是很高。在S1和S2 的漏极之间接上RC缓冲电路，也称为吸收电路，用来抑制尖峰电压的产生。并且为了给能量回馈提供反馈回路，在S1和S2 两端都反并联上续流二极管FWD。 开关变压器的设计

　　采用面积乘积（AP）法进行设计。对于推挽逆变工作开关电源，原边供电电压UI=24V，副边为全桥整流电路，期望输出电压UO=220V，输出电流IO=3A，开关频率fs=25kHz，初定变压器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T。

　　（1）计算总视在功率PT.设反向快速恢复二极管FRD的压降：VDF=0.6*2=1.2V

　　AP法设计开关变压器

　　推挽逆变的问题分析

　　能量回馈

　　主电路导通期间，原边电流随时间而增加，导通时间由驱动电路决定。

　　图2：推挽逆变能量回馈等效电路

　　图2（a）为S1导通、S2关断时的等效电路，图中箭头为电流流向，从电源UI正极流出，经过S1流入电源UI负极，即地，此时FWD1不导通；当S1关断时，S2未导通之前，由于原边能量的储存和漏电感的原因，S1的端电压将升高，并通过变压器耦合使得S2的端电压下降，此时与S2并联的能量恢复二极管 FWD2还未导通，电路中并没有电流流过，直到在变压器原边绕组上产生上正下负的感生电压。如图2（b）；FWD2导通，把反激能量反馈到电源中去，如图 2（c），箭头指向为能量回馈的方向。

　　各点波形分析

　　当某一PWN信号的下降沿来临时，其控制的开关元件关断，由于原边能量的储存和漏电感的原因，漏极产生冲击电压，大于2UI，因为加入了RC缓冲电路，使其最终稳定在2UI附近。

　　当S1的PWN 信号下降沿来临，S1关断，漏极产生较高的冲击电压，并使得与S2并联的反馈能量二极管FWD2导通，形成能量回馈回路，此时S2漏极产生较高的冲击电流，见图4。

　　图5：推挽DC-DC变换器主电路图

　　原理设计

　　图5为简化后的主电路。输入24V 直流电压，经过大电容滤波后，接到推挽变压器原边的中间抽头。变压器原边另外两个抽头分别接两个全控型开关器件IGBT，并在此之间加入RC吸收电路，构成推挽逆变电路。推挽变压器输出端经全桥整流，大电容滤波得到220V直流电压。并通过分压支路得到反馈电压信号UOUT。

以CA3524芯片为核心，构成控制电路。通过调节6、7管脚间的电阻和电容值来调节全控型开关器件的开关频率。12、13 管脚输出PWM脉冲信号，并通过驱动电路，分别交替控制两个全控型开关器件。电压反馈信号输入芯片的1管脚，通过调节电位器P2给2管脚输入电压反馈信号的参考电压，并与9管脚COM端连同CA3524内