SPWM与SVPWM的原理、算法以及两者的区别

比较值分别定义为Tcm1，Tcm2和Tcm3，并定义式4，则N与扇区数sector及Tcm 1，Tcm2和Tcm3的关系如表1所示。将Tcm1，Tcm2和Tcm3与设置为连续增 /减模式的DSP芯片定时器进行比较后得到PWM脉冲 ，控制图1中的3个桥臂的通断，从而在PM SM的3相定子绕组产生相位差为120°的正弦波形电流 ，形成圆形磁场，驱动电机运转。

　　SPWM和SVPWM的对比

　　按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波。

　　图为三相PWM波形，其中

　　urU、urV、urW为U，V，W三相的正弦调制波uc为双极性三角载波；

　　uUN’、uVN’、uWN’为U，V，W三相输出与电源中性点N之间的相电压矩形波形；

　　uUV为输出线电压矩形波形，其脉冲幅值为+Ud和-Ud；

　　uUN为三相输出与电机中点N之间的相电压。

　　经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。

　　如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作"磁链跟踪控制"，而磁链的轨迹是交替是由使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称"电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制"。

　　随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转π/3，直到一个周期结束。这样，在一个周期中6个电压空间矢量共转过2π弧度，形成一个封闭的正六边形。

　　在一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在O点，其顶端的运动轨迹也就是6个电压空间矢量所围成的正六边形。

　　在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。如果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的11，12，13，14这4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。

　　可把逆变器的一个工作周期用6个电压空间矢量划分成6个区域，称为扇区（Sector），如图所示的Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅵ，每个扇区对应的时间均为π/3。由于逆变器在各扇区的工作状态都是对称的，分析一个扇区的方法可以推广到其他扇区。

　　调制比即为逆变器输出电压与直流母线电压的比值，直流母线电压利用率是指逆变电路所能输出的交流电压基波最大幅值Um和直流电压Ud之比。SPWM中在调制度最大为1时，输出相电压的基波幅值为Ud/2，输出线电压的基波幅值为3/2Ud，直流电压利用率仅为0.866。

　　SVPWM中，输出相电压的基波幅值与输出线电压的基波幅相等值为3/3Ud，直流电压利用率为1。SVPWM比SPWM的直流利用率提高了15.47%。 SPWM和SVPWM谐波都主要集中在采样频率及其整数倍附近，且谐波幅值的极大值随采样频率倍数的增大而迅速衰减。从谐波分布趋势上讲，SPWM相对集中，幅值较大：SVPWM则相对分散，幅值较小。由下表2计算所得的总谐波畸变率可知，SVPWM方式输出波形的谐波含量低于SPWM方式。

　　传统的SPWM方法从电源的角度出发，以生成一个可调频调压的正弦波电源为目的。SVPWM方法将逆变系统和异步电机看作一个整体来考虑，模型比较简单，也便于微处理器的实时控制。SVPWM本身的产生原理与PWM没有任何关系，只是像罢了，SVPWM合成的驱动波形和PWM很类似，因此我们还叫它PWM，又因这种PWM是基于电压空间矢量去合成的，所以就叫它SVPWM了。

　　综上所述，SVPWM与SPWM的原理和来源有很大不同，但是他们确实殊途同归的。SPWM由三角波与正弦波调制而成，而SVPWM却可以看作由三角波与有一定三次谐波含量的正弦基波调制而成。相比之下SVPWM的主要有以下特点：

　　（1）在每个小区间虽有多次开关切换，但每次开关切换只涉及一个器件， 所以开关损耗小。

　　（2）利用电压空间矢量直接生成三相PWM波，计算简单。

　　（3）逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，比一般的SPWM逆变器 输出电压高15%