方便工程师更灵活更方便设计电源的解决方案

　　随着前沿的DSP、FPGA和CPU工作在越来越低的供电电压、并消耗更大的电流，选择PWM控制器变得并不那么容易了。低于1V的电压变得非常普遍，而中间总线电压基本保持不变，在有的具体应用中甚至有所增加。系统频率也在稳步增加，以支持更小的电感和电容（L&C）滤波。去年的500kHz到今年变成了1MHz。

　　在要求更低输出电压的高电压应用中，电源设计师一般依赖于会增加系统成本的模块，或者会增加解决方案外形尺寸和复杂性的两级直流/直流解决方案。本文重点介绍了影响窄导通时间负载点（POL）转换的趋势，并与常用的电流模式控制架构进行了比较。文章讨论了具有自适应斜率补偿功能的混合谷值电流模式 （VCM）架构，包括在一种新型60V同步降压控制器中的使用，这种控制器能够在宽范围的Vin和Vout组合条件和低占空比条件下提供稳定的工作，因此可以实现从48V到1V负载点的直接步降转换。

　　对窄导通时间负载点转换的需求

　　降压转换器是使用最广泛的一种电源拓扑，最近的发展趋势表明，下一代开关控制器必须能够在非常小的占空比条件下提供稳定高效的工作。虽然电流模式控制方法与电压模式控制相比具有许多优势，但也存在取决于应用要求的一些自身限制，特别是在占空比限制方面。

　　一般来说，电信和工业应用中的供电系统都是采用多级转换电路。还有一种连续供电系统，其负载点输入电压随着时间变化会从3.3V变到5V再到12V。随着电源要求的提高，12V电源轨的使用如今很常见，而3.3V电源轨的使用则越来越少。向更高输入电压发展的这一趋势部分原因是更大的电流导致低压电路 中发生的I2R（电流到电阻）功率损失和相关问题。

　　最近这一趋势还在向更高电压发展，比如用于工业应用的24V~42V，用于电信的48V。持续的技术进步已使得控制窄脉冲成为可能。与此同时，新的研究表明，更高的输入电压可以实现更高的总体效率、更低的系统成本，并通过降低分布路径的温度提高系统可靠性。

　　驱动PWM窄脉冲要求的另外一个因素是对更高开关频率的需求，这将导致更高的功率密度。电源在1MHz开关频率工作已经很常见。事实上，在汽车信息娱乐应用中，为了避开调幅频段，这个开关频率需要超过1.8MHz。1MHz时实现12V至1V电源转换仍需要产生83ns的脉冲。

　　低占空比工作的局限

　　理想的降压转换器可以产生低于Vin的任何电压，甚至到0V，然而在实际应用中存在许多限制，比如参考电压、内部或外部电路损耗，以及更重要的用于产生控制信号的调制器类型。对于一个特定的输入电压来说，参考电压是阻止控制器覆盖从0%到100%整个范围的最明显的限制因素。最明显的是参考电压：

　　这个公式表明，输出可以调节到Vref电压以下。获得最小Vout的第二个主要限制因素是控制器的最短导通时间。对于一个给定的输入电压（Vin）而言，最小的Vout可以表示为：

　　针对给定的开关频率（Fs），上侧MOSFET的导通时间等于：

　　控制器使用的控制方法大部分用于驱动它能控制的最小导通时间。在栅极驱动电路内部的一些有意延时，比如消隐时间，也会影响最小导通时间。在典型的电流模式 PWM控制器中，PWM脉冲的大小取决于误差放大器的输出和电感电流信号，如图1所示。电流环路检测电感电流信号，并与VCOMP参考值进行比较，比较结果用于调制PWM脉冲宽度。由于电流环路会强制电感的峰或谷电流跟随电压误差放大器输出，因此电感在电压控制环路中不会出现。对电压环路来说，双极点LC 滤波器将变成单电容极点结构。简单的2类补偿足以稳定电压环路。

　　适合窄导通时间工作的调制器

　　峰值电流模式控制是最常用的架构之一，虽然它很好理解，可以提供具有诸多优势的可靠控制技术，但当要求窄导通时间工作时会呈现显著的缺点。在峰值电流模式，电感电流信息是在上侧MOSFET上检测到的。图2显示了上侧和下侧MOSFET中与PWM信号有关的典型电流波形。上侧MOSFET的导通事件会由于导通环路中的MOSFET内外存在不同寄生参数而产生显著的振铃现象。这种振铃会向控制电路发送错误信号，并错误地终止PWM信号。

　　为了解决这个问题，峰值电流模式开关控制器在检测电感电流之前会使用消隐时间忽略这个初始振铃。一般设置的消隐时间是150ns到250ns。这个消隐时间要求不允许峰值电流模式控制器调节非常窄导通时间的电源转换。在600kHz频率时，即使是12V到1V的电源转换也很难调节，这个频率相当于不到 140ns的最小导通时间。

　　谷值电流模式控制

另外一种方法是谷值电流模式控制，它能很容易地克服峰值电流模式控制下的消隐时间缺陷