浅谈如何实现开关频率控制、负载和线路电压优化

　　简介

　　环保因素已经为当代电源设计催生新的能效要求。例如，80 PLUS倡议及其铜级、银级和金级衍生标准（见参考资料［1］）迫使台式机及服务器制造商寻求创新的方案。一项重点就在于功率因数校正（PFC）段，此段跟EMI滤波器一起在低线路电压、满载条件下可能消耗输出功率的5%至8%.

　　然而，在一般情况下，相关器件并不是总是以它们设计的最大功率工作，而只有短时间以最大功率工作。因此，要有效地节能，"绿色要求"不仅针对满载能效。相反，这些要求倾向于因应实际工作条件，规定在满额功率20%、50%及100%等不同负载状况下的最低平均能效等级，或是能效比。

　　因此，中低负载条件下的能效比已成为要应对的要点。降低开关频率是减小这些条件下功率损耗的常见选择。要在极低功率条件下提供极高能效，这方案在中等功率等级的应用就必须非常审慎。本文将阐释如何管理开关频率以提供最优能效性能。文中将简述电流控制频率反走（CCFF）技术的原理。这种新方案在控制开关频率方面极为有用，提供最优的平均能效及轻载能效等级。

　　临界导电模式或不连续导电模式

　　开关损耗难于精确预测。当PFC升压转换器从临界导电模式（CrM）跳转到不连续导电模式（DCM）时，我们还是可以根据工作模式来判定损耗趋势。图1显示了这两种模式在相同功率及线路条件下（如相同线路电流）的MOSFET电流波形。

　　无论在什么工作模式，线路电流是开关周期内的电感电流的平均值，而开关周期就是PFC升压转换器之电磁干扰（EMI）滤波器工作的平均过程时间。

　　在CrM下，线路电流的计算非常简单（1）：

　　如上所述，DCM下的导通时间就是将CrM下的导通时间乘以一个因数m（m》1），以维持提供恰当的功率。因此，电感峰值电流与电流周期时长均乘以导通时间与退磁时间之和：

　　图2显示了没有频率反走条件下获得的DCM损耗相对于CrM损耗的百分比。DCM损耗与CrM损耗之比根据等式（2）来计算，α比的值在1至10之间变化。当α为1时，频率并未降低，因此DCM损耗及CrM损耗相等，使二者之比为100%.α值越高，当 DCM能效降低时，DCM损耗与CrMR损耗之百分比就越高；相反，当采用频率反走

　　图2显示出：

　　-当导电损耗较高或处在相同范围时，频率反走技术增加了损耗（棕色迹线）。当大的均方根电流在转换器中环流时，如当PFC段处在重负载、低线路电压条件下，就出现这种情况。

　　-当导电损耗略小于开关损耗时，就需要有限程度地降低频率。但程度必须有限。否则，就完全泯灭了在开关损耗方面的好处，或者是无法针对导电损耗增加（绿色及紫色迹线）提供补偿。这种情况与线路及负载条件相对应，导致转换器流动中等的电流……

　　-当导电损耗相对于开关损耗极低时（蓝色及橙色迹线），频率反走大幅降低总体损耗。然后，在线路电流较小的条件下，必须降低开关频率。

　　应当注意的是，频率反走技术带给MOSFET开关损耗的好处被低估了DCM开关损耗为将CrM开关损耗最少。

　　实验数据

　　下述数据是使用以NCP1631（见参考资料［2］）驱动的两相交错式PFC段获得的。此控制器采用频率钳位临界导电模式（FCCrM）工作，还具有频率反走功能。但应当指出的是，与CCFF（见下一段）相比，频率钳位并不取决于电流电平，而是在电流半正矢波范围内给定功率条件下保持恒定。图3显示了NCP1631 300 W评估板在施加了115 Vrms输入电压、10%、20%及50%负载条件下的能效。调节电路的反走特性以测量20%负载条件下三种不同工作频率时的能效，并考虑测量其它两种负载工作条件下两种不同工作点时的能效。下面的数据印证了轻载条件下频率下降时能效提升，且在负载较重时开关频率逐渐减小的情况下能效降低。

　　电流控制频率反走（CCFF）

　　沿袭这些能效考虑因素，安森美半导体推出了采用所谓的电流控制频率反走（CCFF）技术以驱动 PFC升压段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下，当线路电流超过设定点时，PFC段采用传统CrM工作。相反，当电流低于此预设值时，在线路电流降低到0时，开关频率下降到约20 kHz（见参考资料［3］和［4］）。

　　实际上，这些控制器监测线路电压以构建线路电流的信号表征。内部计算产生一个电流，此电流结合外部电

对CrM PFC升压段的开关频率进行钳位通常导致线路电流失真，因为传统电流波形原理假定采用CrM工作这种传统局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服，其方式跟安森美半导体的FCCrM电路类似（如NCP1605）：集成了一个电路（称为VTON处理模块）