浅谈如何实现开关频率控制、负载和线路电压优化

来调制导通时间，以补偿存在的死区时间。此模块基于积分器（详情参见产品数据表），在对开关纹波进行了恰当滤波的条件下，其时间常数接近100 μs.

　　如图5所示，在大线路电流条件下，CCFF升压段倾向于采用CrM工作；随着线路电流减小，控制器采用不连续导电模式（DCM）工作。通过这种方式，即使在DCM条件下，MOSFET导通时间被延长，直至MOSFET漏极-源极电压位于谷底以提供最佳节能效果。

　　CCFF技术进一步催生了稳定的谷底工作。

　　图6 – NCP1612评估板在230 V、160 W条件下接近线路过零点时的工作。MOSFET漏极-源极电压为红色迹线，而蓝色迹线代表的是MOSFET电流。

　　CCFF使宽负载条件下的能效曲线变得更平坦

　　我们基于NCP1611评估板进行了测试（见参考资料［3］）。这电路板是纤薄（厚度低于13 mm） PFC段，其设计旨在宽交流线路条件下提供160 W功率，如图7所示。

　　此电路板的设计旨在采用CCFF工作。然而，通过迫使高于2.5 V时的线路电流信号表征来关闭CCFF频率反走特性，此电路板也可以轻易地采用CrM工作。此外，通过防止线路信号表征下降至低于0.75 V，也可以关闭CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后，这种多用性也支持测试三种模式：CrM、CCFF及关闭跳周期的CCFF，提供极佳的相互比较，因为它们在相同的应用中工作，且使用相同的外部元器件。这样一来，就可以精确地比较这三种模式。

　　公平地比较也要求在有可能实现更好的定制方案时避免过大地影响某种模式的配置。但若每种模式都相同，便可能使其中某种模式不恰当地处于不利地位。此电路的设计要么采用自供电，要么采用外部电压源供电。出于能效测量起见，第二种方案更宜采用，因为自供电方案中应用电荷泵来为VCC供电的能耗与开关频率成正比。采用自供电方案将会大幅影响轻载CrM能效。例如，测量结果显示，在高线路电压、20%负载时，此电荷泵可能会降低CrM能效达1%，但它不会显着影响CCFF性能。

　　当PFC段插电时，会出现大电流给大电容充电。此电路板包含NTC来限制浪涌电流。此NTC已经被短路，用于测量能效。

　　图8显示了大功率范围（从5%负载到100%负载）内低线路及高线路电压时的能效比。右侧的 CCFF能效曲线类似于传统CrM PFC段。在左侧的图中，由于开关损耗的缘故，能效正常下降，直到一个拐点，此时能效又上升，这是CCFF工作的结果。如前所述，当线路电流低于预设值时，CCFF使开关频率作为瞬时线路电流的函数来线性下降。CCFF阈值设定为约低线路电压时最大线路电流的20%，及高线路电压时最大线路电流的近 45%，这可以从图8中所观察到的拐点得到印证。

　　要提醒一下的是，CCFF以瞬时线路电流的函数形式工作：当线路电流的信号表征（由 FFcontrol引脚产生）低于2.5 V时，电路降低开关频率。这就是接近线路过零点时的案例，而无论这是负载多大。因此，开关频率在线路正弦波最小值时下降，即使是在重负载条件下。这就是大负载时能效也提升了的原因，最少是在高线路电压条件时就是如此，此时CCFF的影响更大，因为线路电流较小。

　　当瞬时线路电流要变得极小时（在我们的应用中为低于最大电流电平的约5%，见参考资料［1］），电路进入跳周期模式。换句话说，在功率转换成为低效的瞬间，电路停止工作。与不含跳周期功能的CCFF工作相比，跳周期模式进一步提升了轻载能效（高线路电压时约提升2%，满载时约提升5%）。

　　从更普遍的意义上讲，图8显示出CCFF在低线路电压条件下低于20%负载时大幅提升能效，而在230 V高线路电压条件下低于50%负载时开始显现其优势。

　　应该注意的是，总谐波失真（THD）受跳周期模式功能的影响。即使总谐波失真相对较低，但在要提供优异THD性能时，应当禁止使用跳周期模式。可以参见NCP1611/2评估板有关功率因数及THD的数据。

　　众所周知，由于高工作开关频率的缘故，CrM系统在高线路电压、轻负载时通常无法持续工作。相反，它们进入突发模式。这种情况通常在最高线路电压等级工作、20%或以下负载范围时出现。图8显示了降低开关频率就克服了这个局限。因此，应当注意的是，CCFF进一步提供了在低至极低功率等级时提供稳定工作的可能性。

　　结论

计算开关损耗是一个棘手的过程。本文介绍了一种预测降低开关频率时DCM损耗与CrM损耗相关性趋势的方法。分析及实验数据显示：当导电损耗相对于开关损耗较小，既在线路电流较低时，更适宜采用频率反走。图2甚至显示电流越低，最优频率也越低，从而在"高能效的频率"与线路电流之间产生的关联，这就是CCFF的工作原理……实验数据