压电传感器的信号调节

相关信号带宽由应用决定，因此，降低电容增加增益的同时，也需要增加电阻来保持低极频。增加电阻会影响解决方案的其他方面。除影响噪声以外（在"噪声"部分详细介绍），电阻越高，实际实现就越难-难在寻找到现成的电阻，以及保证PCB的线迹到线迹寄生电阻大于RFB本身。如果电路规范允许使用几百兆欧量级的电阻，则表面贴装电阻马上就可以使用，并且不要求使用先进的布局技术（例如使用防护频带等）。

如前所述，限制电阻值增加的另一个因素是电路偏置。放大器的输入偏置电流通过该电阻形成输出偏置电压。通过选用具有低输入偏置电流的放大器，例如：FET 输入放大器等，可以最小化这种电压。只要反馈电阻器值低于 1GΩ，并且可以利用各级之间的AC耦合来滤波产生的偏置，那么这种放大器的输入偏置电流（一般低于 100pA）就应该没有问题。

请注意，由于保持高通滤波器低极频存在困难，因此在近DC应用中使用压电传感器也变得越来越困难（尽管传感器本身的漏电流非常小）。

尽管并非该放大级的组成部分，但也需要在某处添加一个低通滤波器，旨在降低电路对传感器谐振频率下无用信号的响应，同时降低相关频带的总数字化和混叠噪声。

噪声

最后，我们需要最大化信噪比（SNR）。在进行仿真以前进行简单的理论噪声分析会有所帮助。图4显示了电荷放大器的主噪声源。输出噪声谱密度可以表示为：

其中

图4 电荷放大器的噪声源

且s = 2πfj.方程式5为电荷放大器的经典噪声解决方案。相对于Cd，Ca一般非常小。因此，方程式5可以简化为：

实际上，如果考虑使用高通滤波器极频以上频率，则可以进一步减小第二项：

我们可以使用几种方法来对各种趋势进行分析。极点（RFBCFBS + 1 项）可以被看作是恒定，因为增加RFB会要求降低CFB，反之亦然。从这个角度来看，增加 RFB会增加方程式8的三项。第一项相应的电压噪声会随RFB线性增加；第二项相应的电压噪声也会增加；第三项相应的电压噪声会随RFB的平方根增加，因为 ERFB= ，其中 k=玻耳兹曼常数，而T=凯氏度温度。然而，由于CFB变得更小，增益会随RFB增加（参见方程式3）。随RFB增加而出现的信号增加，与方程式8中前两个噪声项的所有增加相似，但大于最后一个噪声项的增加，从而改善了总SNR.归根结底就是要尽可能多地增加RFB.需要注意的另一个趋势是从噪声角度来看，传感器的寄生电容越多，传感器就越不那么理想。

仿真结果

为了获得更为实际的电路实施，我们选用了TI的OPA337.这款放大器拥有低输入电压和低输入电流噪声（请参见图5），同时接受3V单极电源。图6显示了TI SPICE型仿真程序中这种电路的模型，即TINA-TI.

图5 OPA337的输入电压和输入电流噪声

图6 使用OPA337的电路TINA-TI模型

这种实施中，极点为0.86 Hz.我们可以在5 Hz下对方程式7进行分析，以仔细检查公式的精确度：

●在第一项中，如果INA ≈ 0.01 fA/√HZ ，且RFB =270MΩ，则该项对输出噪声的贡献值约为2.7 nV/ √HZ /5.85=0.5 nV/√HZ 。

●在第二项中，如果EA ≈ 60 nV/√HZ ，则这一项对输出噪声的贡献值约为 120nV /√HZ 。

●在第三项中，如果RFB = 270MΩ，则这一项对输出噪声的贡献值约为2μV/√HZ /5.85=340 nV /√HZ 。

把所有这三项二次方相加，得到约360 nV /√HZ ，其接近图7的仿真结果。但是，需要注意的是所用噪声值不同于图5所示数据表值。OPA337的TINA-TI 噪声模型并不精确，通过对图8所示简化电路进行仿真并得到图9所示结果（其应与图 5所示一样），可以证实这一点。

图7 图6所示模型的输出噪声仿真

图8 放大器噪声分析的TINA-TI仿真电路

图9 图8所示电路的输出噪声仿真

这些结果突出了进行一次快速理论/工艺分析的重要性。该放大器电路并不准确，需要在TINA-TI中解释说明，以获得实际数值。我们可以在参考文献中找到完成这项工作的方法。一种稍微更简单的方法是，只需将噪声（图10中的Vnoise和Inoise）添加到图8所示电路，以对缺少项进行补偿。

图10 添加至图8所示电路的噪声

尽管不是很完美，但图11所示结果看起来比图9所示结果要更加接近于规范。

图11 图10所示电路的输出噪声仿真

图12 添加噪声源后图6电路的TINA-TI模型

利用图6所示原始电路，我们使用最初指定的一些噪声值，可以通过方程式7再次估算出5Hz的噪声。

● 在第一项中，如果INA≈0.3 fA/&