采用单级离线驱动器的远程变光LED

　　变光LED驱动器在低光量时会出现光输出稳定性问题，本文将探究这个问题的根源，并提出一个解决方案。本文不讨论双向晶闸管的变光技术，因为低光量不稳定性是因为不同的机制造成的。使用通信技术设定LED电流的变光方法包括DALI、0-10V、Zigbee和电力线载波控制。

　　LED驱动器端收到一个信号，并用其设置参考电流，同时控制环路调整LED电流，使其符合参考电流。只有控制精度很高，才能确保相邻灯具的亮度相同。低光量时出现的闪烁和弱光现象令设计人员困惑不解。

　　单级功率因数校正

　　如果使用两级功率转换器，就再出现低光量不稳定现象。第一级（升压或PFC-反激式）建立较稳定的电压，第二级（通常是降压逆变）精密调节LED内的电流。因为需要使用更多的元器件，双级解决方案的能效不如单级转换器好。出成本考虑，LED厂商通常选用单级PFC-反激式转换器。

　　问题

　　变光应至少在20区间内，提供这个光量范围，白炽灯没有任何问题，在低光功率时，白炽灯的能效大幅降低，20光量区间所需的功率范围比较窄。如果提供40%的电压或电流，光输出将会降到大约1%。市场期望LED解决这个难题。

　　LED的线性响应比白炽灯好很多，在低电流时，能效反而更高。人眼可辨别相邻光源之间5%的差异度，只对以百分比表示的差异度反应，而绝对光量不会引起人眼反应。这需要严密控制电流，在低光量时，控制精度要求更高。如果需要调节到全输出的1%，则不能使用一次侧控制。

　　与白炽灯不同，LED没有自过滤机制。白炽灯灯丝的热容量是一个很好的交流滤波器，而LED则需要外置滤波电路。常用解决方案是直接在LED上连接一个大型电解电容，而且滤波效果良好。

　　电解电容的容量根据光纹波的要求来确定。如果纹波电流小于10%rms（大约28%p-p），人眼感觉光线质量与纯直流一样。（此外，如果纹波电流高于10%，能源之星标志要求在灯上做出声明。）

　　LED有一个动态电阻（斜率电阻），其大小为视在V/I电阻的1/10左右。图2所示是典型LED的V-I曲线。

　　因此，如果纹波电流小于10%RMS，电容必须将LED上的电压控制在1%以内。所需的数值是：

　　不幸的是，电容还是控制环路的一部分。电容和LED动态电阻将控制环路极点设为大约30Hz。因此，在这个频率上，电容增加45度相位滞后，使环路增益降低6dB。我们稍后讨论这个问题。下图详细描述了仅因为LED控制环极性点而起的增益和相移。

　　注意，LED的动态阻抗随着电流降低而升高。不幸地是，这使得控制环极点移至左侧。在10%电流时，转折频率大约3Hz。在1%电流时，转折频率约为0.3Hz。注意，对于PFC级，典型控制环路有一个3Hz到20Hz的交叉频率。

　　设计一个极点在这个范围内可移动的控制环路是不合理的。唯一可行的解决方案是交叉频率在0.03~0.1Hz的设计，但是控制环路将会变得非常迟缓。

　　解决方案

　　我们还有另外一个解决方案。该解决方案需要更多元器件，但是效率只略受影响，成本还是低于双级驱动器。进入电容器和LED灯串的电流，即转换器输出电流，是可以测量的。

　　不过，因为PFC反激式转换器的输出电流是三角形脉冲，我们要使用有直流偏移的120Hz正波弦调制脉冲。我们要测量的是直流偏移。高频和120Hz频率必须过滤掉。脉冲电流还将大幅提高电流采样电阻器的功耗。

　　高频电流的波形和包络线如图5所示。

　　锯齿成份中的RMS电流很大。在低压线路上，对于宽压转换器（90Vac到305Vac），最大峰值电流是平均输出直流的8倍多，而RMS则是平均输出直流的2倍多。感应电阻器的功耗将是其置于电解电容后面时的4倍。

　　为解决这个问题，可以在转换器输出端放置一个小型薄膜电容或陶瓷电容。不需要太大的电容，但是电容的ESR必须低，RMS电流能力必须适当。可能需要并联多个电容。给电流采样电阻串联一个小电感也可能派上用场。薄膜电容对双线频率成份的影响非常小，因此，双线频率成份也必须滤除。

　　在电流采样电阻器内，正弦成份的加热效应较小，因为它在总电流的占比很小。直流与120Hz成份之间的关系是不会变化的，峰对峰交流是直流的2倍，因此，其RMS值是直流（LED电流）的0.707。RMS电流以正常的平方和的平方根方式增加：

　　电流采样电阻的功耗还是远远高于LED直流测量方法的功耗，电流增加到I2倍。

　　不过，这比开关频率成份的功耗好很多。

对于控制环路，用小SMT组件构成的简单的阻容滤波器可以滤除120Hz成份。这个解决方案将拥有稳定的增益和相移特性，这些特性只随频率变化，不受负载电流的影响。6db断点设置与全LED直流测