CAN标准中的时钟容差修正建议

　　在仲裁域内未能见到跳变沿的发送器此时已变为接受器，虽然如此，若在后面的跳变沿能保证正确同步的话，那么在仲裁域中采样点的偏移就更小，应该能保证采样的正确，即仲裁的正确。此时仲裁域内未同步最多为40位(含可能的8位填充位)，随后最近的跳变沿在6位后，于是为了能正确采样，应该有：

　　(2×△f)×46×NBT≤SJW (4)

　　仍以第一部分中例子的数据，NBT=8，SJW=1，可得△f≤0．001 35，又小了一些。如果在某系统中有NBT=25，SJW=1，可得△f≤0．00043。这是相当小的值。

　　根据上述分析，最坏的情况是(4)式。对于CAN2．0 A，对应可以导出最坏情况为：

　　(2×△f)×21×NBT≤SJW (5)

　　如果传输时间比较短，慢节点已按快节点延迟Pr／2后进行了同步，那么在慢节点最后胜出的那一位，快节点将见到e=Pr的来自慢节点的同步沿。为能保证同步，至少应有：

　　Pr≤SJW (6)

　　如果(6)式满足，就可以发生同步。例如在传输延迟占位时间份额小的系统，用原ISO11898-1的算式。使用中，读取ACK位时，最坏的同步沿将相隔 11位(CRC分界符不在填充位规则内)，(1)式还应该修改。如不满足(6)式，例如高速系统，就应考虑(4)或(5)式。ISO11898-1应添加上述内容。一般地说，(4)、(5)式比(1)、(2)式要求严格，如需要简化，用它们就足够了。例如对于CAN2．0A，用前面例子的数据，NBT=8，SJW=1，由(5)式可得△f≤0．002 97，也优于原来的0．004 90。

　　3 ISO 16845：2004应添加的条款

　　ISO16845关于发送器时间同步相关功能的一致性测试条款共9项(8．7．1～8．7．9)，其中用于有相位差的重同步仅2项：8．7．4款，当 e<0且|e|≤SJW时的同步；8．7．5款，当P<0且e>SJW时的同步。由第2部分的分析可知，发送器在仲裁中退出的最后一位是需要进行同步的，此时它还是发送器状态。只有同步以后，才能正确采样，决定是否退出并保证退出以后能正确跟踪胜出的发送器。因此，需要添加 e>O，且| e |≤SJW，以及e>0，且| e |>SJW时的测试条款。这些条款可以参考接收器的相应条款(7．7．3和7．7．4)。

　　ISO 16845中的低层测试设备LT是专用设备，它与被测的CAN(称为被测试的实现IUT)的Tx、Rx相连，LT产生必要的输入条件到Rx，然后从Tx测取IUT的反应是否合格。非测试输入时LT不应影响IUT。以e>O且|e|>SJW时的测试为例，安排IUT发1帧在ID域带填充位为显位的帧。当发到第5个隐位时，LT延迟e将Rx变为显位，然后在延迟后的新采样点(原P1+SJW)处为Rx建1个隐位值，此时IUT的输出Tx将在LT提供的R／D跳变沿后一位按同步规则提供显位，如图3所示。上述测试设计基于如下原理：如果IUT动作正常，它将同步于LT提供的R／D跳变沿，并采到LT 提供的隐位，这时发出它的下一个填充位，填充位的R／D跳变沿已被IUT先前的同步所移动。如果同步不正常，或者跳转的量不对，IUT将采到显位，它会仲裁失败而退出，不会再发送。测试的P的范围是(SJW+1)～(NBT-P2-1)。这个设计不同于标准的7．7．4款。笔者认为7．7．4款的方法是不能达到目的的，该问题的详细讨论超出了本文的范围，不再赘述。

　　需要指出的是，8．7．2款中的正在发送显位的发送器，将不对e>0的R／D跳变沿作同步。这个要求与本文所述e>0时的同步问题是不同的。本文讲的是发送器发隐位，它见到了其他发送器的R／D跳变沿；而8．7．2款只是描述CAN芯片的Tx、Rx分开作输出、输入测试时的特性，实际应用时是分不开的，不会遇到这种情形。

　　4 小 结

　　CAN的一般技术资料均提到，高速时的可靠性要比低速时的差，应用中能用低速就用低速。从上述位同步时钟容差的分析可知，高速时时钟容差小，所以一旦时钟有问题就会影响同步与采样。CAN标准ISO11898-1：2003仅考虑了部分场合的要求，对发送器仲裁阶段未能同步的情况未作考虑，从而给出的容差结果偏宽，设计者有可能依此选用不合适的振荡源，造成电子控制器(ECU)可靠性不够。例如，现在已经有一些精度接近0．3％～2％的可修正的RC或 CMOS振荡器，它们价格低，接近原CAN标准设计的容差，有可能被不适当地选用。所以对标准加以补充是十分必要的。随着CAN应用的扩展，提高CAN工作频率的努力也在继续。一方面，有些应用可缩短传送距离以使传输时间缩短，例如机器人、武器等；另一方面，CAN的性价比高，对这类应用有吸引力，在传输时间接近临界情况的场合，更要注意时钟容差的问题。

　　从另一个角度考虑解决问题的可能性是：将仲裁域中及仲裁后的第1个同步沿发送器与接收器的同步均设为硬同步。这种做法可以改善同步以后的采样，但对同步以前的采样没有改善，它们仍然要求较高精度的时钟来保证采样点在缓冲段P1、P2之内。而且，过多的硬同步增加了对干扰进行不必要同步的机会，反而不是好事。因此这种方案是无价值的。

　　从分析可知，当重同步跳转宽度SJW可选得较大时，容许的时钟偏差就较大。不受限制的SJW相当于随时执行硬同步，小于P1、P2的SJW就使采样点的变动较小。当总线上由于干扰出现假的R／D跳变沿，就会引起错误的重同步，小的SJW有助于降低读错概率。因此，兼顾减少出错率与降低时钟容错限的要求，关键是设计一种性价比好的滤除干扰的办法。 （编辑：chiying）