高功率因数单级反激式LED驱动器设计注意事项

) 组成之线性稳压电路，在高压输出时功率损耗多半集中于NPN晶体管。若改采用充电帮浦型式之供电可省去辅助绕组且减少线性稳压供电之损耗，此法将增加一功 率晶体开关于主开关之源极，然而，此方式若欲实现过压保护得藉由次级Zener二极管侦测反馈回初级侧达成过压保护，产品设计者得恒量额外增加之成本与其 带来之效益。

(c) 变压器圈数比设计考虑

变压器圈数比设计是功率因数反激式转器最为重要之环节，其不仅决定初级与 次级功率晶体之选用，亦影响总谐波失真。理想上，反激式转换器设计在定频且不连续导通模式情况下能达到接近1的功率因数值，原因为：开关导通时变压器初级 电流线性正比于输入电压，而在开关周期结束前变压器已完全释能而不受输出电压之影响，使转换器之输入电流等比于输入电压。转换器考虑较低的开关损耗可工作 于临界导通模式，然而，此模式在高压输入占空比(Duty Cycle)伴随接近AC峰值处递减，使瞬时平均电流未能随输入电压之比例提升，此情况与与低压输入时差异甚大。故高压输入时易发觉输入电流接近AC波峰 处显得平坦，如图3所示。

图3. 高压输入之失真电流示意图

针对此现象，分析圈数比之设计与总谐波失真之关系，根据理论近似推导而绘出如图4，其中Kv为AC峰值电压与次级电压透过圈数比映乘至初级之电压比例。

图4. Kv与总谐波失真之对应关系

如 上结果得知，采用大圈数比之设计有助于改善失真电流，其原理如同设想转换器于低电压输入时之占空比状态，输入电流在AC峰值处将明显提升，使之塑型接近于 电压弦波。针对变压器圈数比之设计与组件耐压关系，下图为输入277Vac初级与次级晶体承受之电压应力，图中横轴为Kv值，纵轴为电压单位：

图5. Kv 值与初次级组件耐压之关系

经 由以上分析，我们得知大圈数比之设计有益于提升功率因数值，且次级可选用低顺向导通压降之萧基二极管以减少导通损，反之，初级开关得承受较高的电压应力。 由于此架构对于突波耐受性(Surge Immunity) 多仰赖被动防护方案与组件之强健度，初级组件之耐压选用与实务电压量测结果较为相关，多半无法取决于圈数比设计。根据实务经验，此架构要通过2kV之突波 干扰测试除了外加突波吸收器(Varistor)之外，初级功率半导体可选用800V之等级以上避免超过额定雪崩能量造成损毁，目前已有半导体商推出导通 阻抗与杂散电容不远于650V等级之900V功率半导体，使效率能维持不变。

(d) 输出短路与开路之设计考虑

相较于定电压模式，定电流模式所进行的输出短路较无危险性，其回授将 试图在输出0V情况下维持定电流而缩减占空比，使输入功率降低。而实务上由于变压器次级无法在短路情况下释能，即便控制器有最小开关导通时间仍会使变压器 储能持续迭加，大多设计仍需仰赖保护极制。设计PSR之短路保护可透过辅助绕组侦测低电压准位使控制器停止动作，在瞬时期间则透过初级峰值限流可避免变压 器饱合。

开路保护应用于灯具损坏造成高阻抗或输出空接时之保护，为避免定电流在此情况下过充输出电容造成零件过压损毁。若为 可携型外置式驱动电源因考虑便利性而多半将空载时操作于定电压模式，如此可使灯具同充电器般进行热插入。在此模式下将考虑输出电压与待机损耗。开路电压与 满载输出之电压差关系到LED在进行热插时之涌浪电流 (Inrush Current)大小，此决定输出限流机制之使用，例如：采用被动组件之限流电感与是否置入主动式限流电路，部份设计为降低涌浪电流而将空载电压设计略高 于输出电压以省去限流电路。为符合未来2016年能源法规最严格之待机损耗低于75mW，LED驱动器设计将是新的考验，以下概略性分析转换器空载各部损 耗，以一输出45W/40Vmax之单级高功率因数LED驱动器为例，假设与待机功耗相关之重要参数条件如下：

●　输出假性负载(Dummy load)：200kΩ　

●　200nF X电容对应之安规放电电阻：4 MΩ

●　控制与稳压电路于空载之总损耗：18mW(18V/1mA)

●　极轻载(20~30mW)情况下反激式转换器效率：50%

综 合以上参数计算，待机输入功率在275Vac输入条件下约72mW，其中电阻与控制电路所占之固定损耗约46mW，变压器与功率组件损耗所占之转换损失约 为26mW。以上损耗评估未含高压启动电路与次级反馈电路，尤其在高压输出应用情况下次级反馈电路将有不少之静态损耗。如此可见，反激式驱动控制器搭配高 压启动、X电容放电机制与低静态电流功耗将是未来符合节能法规之利器。

结论

单级 功率因数反激转换器于中小功率之LED应用具有效率与成