RF功率校准提高无线发射机的性能
通过快速的计算，该检波器的斜率约为–25 mV/dB，也就是说，输入功率的1 dB的变化将导致输出电压的25 mV的变化。在动态范围的线性部分，斜率是维持不变的，因此，尽管在-10 dBm附近可以观察到略微的非线性，但是我们仍可以使用简单的方程对该传递函数在25°C下的行为进行建模：
VOUT = 斜率 × (PIM – 截点)
其中截点是直线延长线与图线的x轴相交的点。因此，可以使用简单的一阶方程对检波器的传递函数建模。从校准的角度来看，由于允许在校准过程中通过利用和测量两个不同的功率电平来建立检波器的传递函数，因此这是极为有利的。
下面考虑该假想的检波器随温度的变化特性。当输入功率为-10dB时，我们注意到，室温变为–40°C或+85°C时，输出电压的变化约为100 mV。通过我们之前对斜率（–25 mV/dB）的计算，这相当于测量到的功率变化了±4 dB，这在大部分实际系统中是不可接受的。事实上，我们需要一种检波器，它的传递函数随温度的漂移非常小，这将确保在室温下执行的校准程序在温度变化时仍然有效， 这样发射机就可以在室温下进行出厂校准，并且避免了在高温和低温环境下反复执行昂贵和耗时的校准程序。
如果发射机是快速跳频的，并且在一定频带内需要在多个频点发射信号，那么我们还必须考虑检波器的行为与频率的关系。理想情况是，RF检波器在定义频带内的响应应该比较稳定，这样就可以在单个频率下校准发射机，并且校准过的发射机在频率变化时变化很小，能够保证精度。
校准RF功率控制环路
图3所示的是用于校准与图1类似的发射机的流程图。这个简单便捷的2点校准程序适用于仅需要大致设定功率电平的情况（但是必须进行精确测量）。它的效果依赖于集成的RF检波器，它相对温度和频率变化是稳定的，并且具有可预测的响应，可以使用简单的方程对其建模。我们还必须确保发射机的工作功率范围与RF检波器的线性工作范围匹配。 
图3. 简单的2点校准程序可用于校准具有集成对数检波器的发射机。
首先将功率计连接到天线，并且将输出功率设定为接近最大功率。测量天线连接器处的功率，将其发送到发射机电路板上微控制器或数字信号处理器（DSP）。同时对RF检波器的ADC采样，并将其读数提供给发射机的处理器。接下来，将发射机的输出功率减少到接近最小功率，并且重复上述操作（通过RF检波器的ADC来测量天线连接器处的功率）。 使用这四个读数（低和高功率电平、低和高ADC数字量），可以计算斜率和截点（参看图3），并且将计算结果存储在非易失存储器中。
如图4所示，这是一个在校准之后精确设定发射机功率的流程图。在这个例子中，我们的目标是使发射功率误差小于或等于±0.5 dB。首先，根据最佳预定结果来设定输出功率电平，接下来对检波器的ADC采样，从存储器中读取预先设定的斜率和截点信息，计算发射输出功率电平。如果输出功率不在PSET的±0.5 dB的范围内，则使用可变电压衰减器（VVA）使输出功率增加或减少约0.5 dB。我们在这里使用“近似值”，是因为所采用VVA的传递函数可能是非线性的，然后，再重新测量发射功率，并且逐渐增加功率，直到误差小于±0.5 dB。一旦功率电平处于该容限内，则在必要时（例如，如果信号链路中的元件的增益随温度的漂移很大）持续对其进行监测和调节。 
图4. 在已校准的发射机中，使用存储的校准系数对发射功率进行持续测量和计算，在必要时调节功率。
校准后误差
图5a~d是相同的RF检波器在不同的校准点以及不同数目的校准点所获得的数据。图5(a)所示的是ADI公司的AD8318检波器在2.2 GHz下的传递函数，AD8318是一款宽动态范围的RF对数检波器，频率高达8 GHz。在这个例子中，使用了2点校准程序（在-12 dBm和-52 dBm处）对检波器执行校准。在完成校准后，我们可以绘制残留测量误差的曲线。应当注意，该误差是非零的，这是因为对数放大器并非完美地符合理想的VOUT vs. PIN方程（VOUT=SLOPE*(PIN-INTERCEPT），即使是在线性区域内。然而，通过适当的调整，可以使校准点处的误差等于零。 
图5. 校准点的选择和数目对系统的准确性有极大的影响。
图5(a)还包括在−40°C和+85°C下的输出电压的误差曲线。这些误差曲线是使用25°C的斜率和截点校准系数计算的。除非我们希望实现某种类型的基于温度的校准程序，否则我们必须依赖于25C的校准系数，并且必须忍受该微小的残留温度漂移。
在许多应用中，理想的是，当HPA在最大功率下发射信号时仍具有较高的精度。这一点具有许多层面上的含义。首先，提出了在满功率或额定功率下具有较高水平的精度的要求。然而，从系统设计的角度来看，也有利于提高额定功率下的精度。考虑被设计为发送+45 dBm（约30 W）的发射机，如果我们知道校准程序至多能够提供±2 dB的精度，那么HPA电路（功率晶体管和散热器）必须被设计为安全地发射高达+47 dBm或50 W的功率。显而易见，这造成了成本和体积的浪费。作为替换方案，我们可以设计校准后精度为±0.5 dB的系统，这样HPA仅需要安全地发送45.5 dBm或约36 W的功率，不会过多地增大体积。
通过改变执行校准的位置，在某些情况中我们通常可以改变可实现的精度。图5(b)示出了与图5(a)相同的测量数据。应当注意，在−10 dBm~−30 dBm的范围内精度是非常高的。
在图5(c)中，为了以牺牲线性度为代价来增加动态范围而移动校准点。在该情况中，校准点是-4 dBm和-60 dBm。这些点位于器件的线性范围的末端。再一次地，校准点处的误差是0 dB@25°C。而且，在60 dB@25°C时，AD8318的误差能保持在小于±1 dB的范围内，并且在整个工作温度范围内，58dB动态范围的误差在±1 dB范围内。该方法的缺点在于增加了总体测量误差，特别增加了检波器范围的顶端处的误差。
图5(d)所示的是使用更加精密的多点算法获得的校准后误差。在该情况中，我们将多个输出功率电平（在该实例中间距为6 dB）施加到发射机，并且在每个功率电平下测量检波器的输出电压。我们用这些测量结果将传递函数拆分为多个部分，每部分具有自身的斜率和截点。该方法往往可以极大地减小由于检波器非线性引起的误差，使温度漂移成为主要的误差源。该方法的缺点在于，校准程序所需时间较长，并且需要使用较多的存储器存储多个斜率和截点校准系数。