S波段低噪声放大电路设计

0 引 言

近年来，国内无线通信系统的快速发展，使得微波频率在卫星通信中引用越来越广泛。通信距离越来越远、灵敏度越来越高对系统的性能提出了更高的要求，通信系统不但要求放大微弱信号中有用信号，同时要求具有较小的噪声系数。所以对于系统来说，低噪声放大电路模块很大程度上决定了系统的整体指标。

1 低噪声放大电路的设计

1.1 低噪声放大电路设计技术指标

低噪声放大电路(LNA)的设计中主要考虑噪声系数(NF)、增益(Gain)、动态范围和稳定性。这里设计的要求达到指标要求如表1所示。
 

在此使用安捷伦公司生产的低噪声放大管ATF-54143是基于E-PHEMT的新型工艺。E-PHEMT工艺与传统的工艺不同，传统的Depletion-modepHEMT低噪声放大器在门电压(Vgs=0)时沟道电流(Id)达到一个饱和值(Idss)；而E-pHEMT在偏置电压为0时没有传导电流，Vgs=0，Id=0不需要像损耗型加负电压，增加的负电压不但增加系统花费，而且占用电路板有用空间和一些额外的设计需要。

表2为ATF-54143低噪声放大电路中心工作频率为3.9 GHz时，直流偏置工作点的增益和噪声系数。为了使低噪声放大电路的参数达到表1中的各项指标，通过对表2折中考虑，直流偏置工作点选择Vds=3 V，Ids=60 mA。

1.2 偏置电路及匹配网络的设计

ATF-54143元件的直流偏置工作电压以电阻R1和R2组成的分压器实现(见图1)，分压电路的电压取自漏极电压，并为电路提供电压负反馈以维持漏极电流的恒定，R3为漏栅极限压电阻。R1～R3可通过式(1) 计算：

式中：Ids为漏极电流；IBB是流经R1和R2组成的电压分配网络的电流。由VDD=5 V，Vds=3 V，Ids=60 mA，Vgs=0.6 V，可求得R1=1 200 Ω，R2=300 Ω，R3=25 Ω。

ATF-54143元件提供的增益强烈的依赖其在输入端和输出端分别所加载的源和负载阻抗。匹配电路的作用就是要保证在工作频率范围能达到所希望的性能指标。因此设计匹配电路是放大器设计的主要任务，通过Smith圆图将放大器源端阻抗与输入／输出端进行网络匹配设计。在设计低噪声放大器的匹配电路时，输入匹配网络是为获得最小噪声而设计的最佳噪声匹配网络，而输出匹配采用共轭阻抗匹配以获得最大功率。在此采用π型阻抗匹配网络，L1L2／C1和L3L4／C4组成输入／输出端的阻抗匹配电路。

提高LNA性能还可以通过调节放大器的源端电感L5和L6实现，L5和L6实际上是源端与地之间非常短的传输线，作为电路的串联负反馈，在频率较高时其反馈对电路的增益、稳定性和回波损耗有着较大的影响。

1.3 S参数和噪声系数的仿真分析

本文设计的低噪声放大电路使用的介质板为ARLONG 25FR，厚度为0.5 mm。ATF-54143的模块是一个Touchstone格式的双端口S参数，ADS模拟软件中Sparams_wNoise模板可以实现低噪声放大电路的模拟仿真。通过计算估计匹配电路的初始参数，然后使用ADS仿真软件进行优化设计得到最佳设计方案。仿真结果如图2，图3所示，电路增益大于13 dB，输入／输出端反射系数在-10 dB左右。在ADS仿真优化中发现L2和GATE之间的微带线的长度不能太长，太长会增加噪声系数和入射端反射系数；DRAIN和L3之间的微带线长度小于1 mm并逐渐减少时输出端反射系数增加，当长度大于1 mm并逐渐增大时输出端反射系数S22会减小，但输入端的反射系数S11会变差。可以看出高频时微带的长度对电路特性有较大影响。

高频时由于微波晶体管的增益随着频率升高而降低，所以需要在工作频率的高端共轭匹配和低端校正。图2可看出3.8～4 GHz频率范围内，增益波动只有0.5 dB。

最小噪声系数的信号源阻抗在特性上是电感性，而且放大器的输入阻抗从本质上讲是电容性的，所以提供一个对50 Ω的信号源良好匹配而又不降低噪声系数是很难的。在Smith圆图上将待配的源阻抗点移离最佳噪声匹配点，形成一系列等噪声系数圆。当Γs=Γopt时，噪声系数最小，NF=NFmin。当Γs≠Γopt时。选取等噪声系数圆上的最佳噪声系数点的阻抗匹配到输入端。仿真结果如图4所示，在200 MHz带宽能，噪声系数都小于0.65 dB，优于预期的设计要求。

除了能够得到增益和噪声系数等重要参数外，ADS模拟软件还能对低噪声放大电路的稳定性进行仿真计算Rollet稳定性因子K。图5是在ADS中仿真得出的结果K>1，在3.8～4 GHz工作带宽范围满足稳定条件。

1.4 电路样品测量结果

根据上述设计制成实物，测量各个参数并验证测试结果与仿真结果是否与之相符，是否满足表1的设计要求。这里使用安捷伦公司的网络分析仪