深入分析运算放大器过压保护技术

图2显示了一个N沟道JFET输入级 (J1, J2, R1, and R2), 后接一个第二增益级和输出缓冲器(A1)。当开环放大器在其额定IVR范围内时，差分输入信号 (VIN+ – VIN–)与VDIFF.180度异相。连接为单位增益缓冲器时（如图所示），如果VIN+的共模电压超过放大器的IVRJ1’的栅极-漏极进入未夹断状态并传导整个200 µA级电流。只要J1’的栅极-漏极电压仍然反向偏置VIN+的进一步增加就不会导致 VDIFF变化 (VOUT仍然处于正供电轨). 然而，一旦J1’的栅极-漏极变为正偏，VIN+的进一步增加就会提高A1反相输入端的电压，导致输入信号与 VDIFF之间发生不需要的反相.

图2. N沟道JFET输入运算放大器结构示意图

图3显示了A1输出端反相的一个示例。与双极性输入放大器不同，JFET放大器的输入未箝位，因而易发生反相。CMOS放大器的栅极与漏极电隔离，一般不会发生反相。如果确实会发生反相，运算放大器制造商一般会在数据手册中说明。下列条件下可能发生反相：放大器输入端不是CMOS，最大差分输入为VSY, 数据手册未声明不会发生反相。虽然反相本身不是破坏性的，但它能导致正反馈，进而使伺服环路不稳定.

图3. 当VIN超过额定IVR时，输入反相导致放大器输出负值

系统设计师还必须关注放大器输入超出电源范围时会发生什么。这种故障状况通常发生在电源时序控制导致一个源信号先于放大器电源激活时，或者在开启、关闭或工作中电源出现尖峰时。对于大多数放大器，这种状况是破坏性的，尤其是如果过压大于二极管压降。

图4显示了一个带ESD保护二极管和箝位二极管的典型双极性输入级。在缓冲器配置中，当VIN+ 超过任一电源轨时，ESD和箝位二极管就会正偏。这些二极管的源极阻抗非常低，源极支持多少电流，二极管就能传导多少电流。精密放大器AD8622提供少许差分保护，输入端串联500 Ω电阻，施加差分电压时，该电阻可限制输入电流，但它只能在输入电流不超过额定最大值时提供保护。如果最大输入电流为5 mA，则允许的最大差分电压为5 V。注意，这些电阻并不与ESD二极管串联，因而无法限制流向电源轨的电流（例如在过压期间）。

图4. 带ESD和差分保护二极管的双极性输入级

图5显示一个无保护双极性运算放大器在同时施加差分输入和过压情况下的输入电流与电压的关系。一旦施加的电压超过二极管压降，电流就可能损害、降低运算放大器的性能，甚至破坏运算放大器。

图5. 差分输入电压超过二极管压降时的运算放大器输入电流

外部输入过压保护

从半导体运算放大器问世之初，IC设计师就不得不权衡芯片架构与应对其脆弱性所需的外部电路之间的关系。故障保护一直是最棘手的问题例如，, 请参阅"运算放大器输出反相和输入过压保护" 和MT-069, "仪表放大器输入过压保护").

系统设计师之所以需要精密运算放大器，是因为它有两个重要特性：低失调电压(VOS)和高共模抑制比(CMRR)，这两个特性能够简化校准并使动态误差最小。为在存在电气过应力(EOS)的情况下保持这些特性，双极性运算放大器经常内置箝位二极管，并将小限流电阻与其输入端串联，但这些措施无法应对输入电压超过供电轨时引起的故障状况。为了增加保护，系统设计师可以采用图6所示的电路。

图6. 利用限流电阻和两个肖特基二极管提供外部保护的精密运算放大器。RFB与ROVP相等，从而平衡输入偏置电流引起的失调

如果VIN处的信号源先行上电，ROVP将限制流入运算放大器的电流。肖特基二极管的正向电压比典型的小信号二极管低200 mV，因此所有过压电流都会通过外部二极管D1和D2.分流。然而，这些二极管可能会降低运算放大器的性能。例如，可以利用1N5711的反向漏电流曲线（见图7）来确定特定过压保护电阻造成的CMRR损失。1N5711在0 V时的反向漏电流为0 nA，在30 V时为60 nA。对于0 V共模电压， D1 和 D2 引起的额外IOS取决于其漏电流的匹配程度。当V被拉至+15 V时，D1将反向偏置30 V，D2将偏置0 V。因此，额外的60 nA电流流入ROVP.当输入被拉至–15 V时，D1和D2 的电气位置交换，60 nA电流流出OVP. 在任意共模电压下，保护二极管引起的额外 IOS等于:

IOSaddr = ID1 – ID2 (2)

图7. 1N5711反向电流与连续反向电压之间的关系

由公式2可计算出极端共模电压下的VOS损失:

VOSpenalty = IOSaddr × ROVP (3)

使用1N5711在30 V时的漏电流60 nA以及5 kΩ保护电阻，两个极端共模电压下的VOS将增加300 µV，导致整个输入电压范围内的额外 ?VOS 为600 μV。根据数据手册，一个具有110