开关电源抑制电磁骚扰技术

 电源装置是电子电气设备中所不可缺少的部件，开关电源以其效率高、体积小、重量轻、电压适应性好等优点，受到相关行业的青睐。但目前存在的缺陷是电磁骚扰大，对环境或对其他设备造成不利影响。目前对于可变负载的开关电源，笔者所了解到的产品最低输出噪声电压也在70 mV以上。设计低电磁骚扰的开关电源，也就成了许多设计人员的希望，为此提出了种种方法。本例设计要点不同于常规技术，而是采取了从源头上对电磁噪声进行消除，再结合一些常规措施。将电源输出端口的噪声电压降至20 mV以下，显著提高开关电源的电磁兼容性指标。

1 开关电源电路结构与降噪原理

该开关电源的设计目标是稳定20 V输出，输出电流0～2 A可变，用于音响系统。为了突出降低电磁噪声的处理技术，简化电路，用单片开关电源芯片TOP224Y进行设计。TOP224Y内部已包含了PWM调制所需的所有电路以及激励管输出，由它激励变压器，开关频率为100 kHz，内部MOS激励管的耐压为700 V，输出功率小于45 W。电路如图1所示，该电路可以获得更大的输出功率，只需更改部分器件。图1中左边的电路R1，L1，D1，C1至C7是常规的共模滤波和整流电路，获取约300 V的直流电压供DC-DC变换电路使用;最右边电路L5，C11等是普通的LC滤波电路;IC2，D8，R9，R10组成电压反馈电路，形成闭环结构，稳定电源输出电压;中间部分是DC-DC变换器，降噪声的关键是对这一部分的电路进行适当处理。

对于中间部分电路而言，TOP224Y作为PWM控制、激励，都是常规处理。控制端C的工作电压取自变压器的反激励电压，其中D3是整流管，D4是发光二极管，用作指导灯。C端的反馈信号来自IC2的输出。芯片的漏极输出端D连接变压器和R1，D2，其中R1是半导体压敏电阻，与D2一起组成芯片限压保护电路，防止芯片因过压而击穿。该项电路的激励方式采用以正激励为主的正、反混合激励式，变压器有4个绕组，其中2个是基本相似的输出绕组n3,n4，它的同名端关系如图2所示。

DC-DC变换后的整流管使用了三只：D5，D6和D7，没有独立设置续流二极管，不同于其他电源电路。D5为续流而设置的复用二极管，D6和是正激励脉冲整流二极管，D7是反激励电压整流二极管。L4是DC-DC变换后的第一级滤波电感。在正激励期间，变压器输出绕组n3经D6，L4输出电流，第一级滤波电感L4中电流i4增大，同时，变压器自身利益的激励磁电流i1也在增大。

当正激励结束马上就进入反激励阶段，滤波电感L4中电流i4将从原值逐步减小。而变压器中也会保持励磁电流，但它是多绕组结构，励磁电流可以出现在任意一个绕组中，各电流方向以维持原磁场方向为准。如果控制当时的滤波电感电流i4>n1i1/n4，可以将变压器磁芯中的励磁电流全部转移至n4绕组。也就是电流i4流经变压器输出绕组n4，除了维持变压器磁芯磁场，尚有多余，其余量在n4与n3中按匝数比分配。此时，二极管D5马上导通，二极管D6继续导通，而二极管D7仍然截止。变压器绕组无感生电压，不放释放磁场能。随着滤波电感储能的释放，电流i4逐步减小，直至i4=n1i1/n4时，D6进入截止状态。可见D6没有被除数强迫截止，处理得当，可以消除其关断噪声。接着，变压器开始产生反激励电动势而释放储能，二极管D7开始导通，变压器的反激励电压被限制。直到变压器储能释放尽，等待下一个周期的激励。

按照这一方法处理，可以消除整流二极管D6的硬关断噪声，但变压器漏感造成的芯片激励管的硬关断噪声仍然存在，这里的辅助绕组可以起到一定的吸收作用。对于整流二极管的硬开通噪声，仍采用RC电路吸收能量，降低噪声，如图1中的R7，C10电路。

2 主要器件参数的设定

2.1 确定变压器参数

电路的正激励电压U为300 V，根据芯片的反向耐压参数和可靠性要求，反激电压设为200 V。开关周期为10μs，因此，其中正激励时间为t1=4.0 μs，反激励时间为t2=6.0 μs。按照15 W反激励输出功率计算，每一个周期里变压器储能应该达到150μJ，即Li1m2=300μJ而Lilm=U1t1，所以有：

式中：i1m为变压器初级线圈的最大电流值(单位：A)。可以算得变压器初级绕组的电感量L0应该达到4.8 mH。若该电感量取得再大一些也可以，只是反激励能量会减小，要更多地依靠正激励输出。

对于变压器初级绕组的匝数.按照40 W输出功率的要求，变压器可以采用E128锰锌铁氧体磁芯，其平均磁路长度为56 mm，中心磁芯截面积Ae1为77 mm2。这一规格的变压器为了避免磁芯出现磁饱和，初级绕组的最少匝数为：

Bmax是变压器磁芯允许的最大磁感应强度。为了达到4.8 mH电量的初级绕组匝数：

显然，绕制75匝磁路闭合时已接近磁饱和状态。为了可靠起见，增加初级绕组匝数，控制在80～100匝间，这里取为100匝。同时，在磁路中设置气隙以增加磁路磁阻Rm。气隙厚度通常根据实际测试情况确定。这类单极性激励电路将变压器输出绕组设计成不对称结构。根据输出20 V输出电压的限制，输出绕组n4反激电压定为21 V，变比n=200：21=9.5。反激励输出绕组n4的匝数根据变压比可确定为各11匝;输出绕组n3正激电压定为20/0.4=50 V。正激励输出绕组n3的匝数为100x 50/300=16匝;反馈电压采用反激励输出，以稳定输出电压值。按照200：15计算，绕组的匝数为8匝。按照以上这些参数，合理绕制变压器。

2.2 确定第一级滤波电感参数

第一滤波电感的电感量确定原则是：在变压器的正激励期间，滤波电感中形成的励磁电流i4足以维持变压器雄姿磁芯中励磁的需要。如果是大电流输出，按连续滤波考虑，L4的电感量取值为：

式中：n是变压器的反激匝比，在此为9.5;U1是原边正激励电压;U2是副边正激励电压;U0是电源输出的直流电压。如果是小电流输出，按断续滤波考虑，L4的电感量为：

考虑不同输出电流均能符合续流要求，第一滤波电感L4的电感量可以取为45μH，这一电感量不能取得过小。
滤波器磁芯的材料一般采用粉芯磁环，它比铁氧体磁芯的储能值大。若选用φ22铁粉芯磁环，其平均磁路长度为50 mm，磁芯横截面积Ac2为6×11 mm2，相对磁导率为70。达到50μH的线圈匝数为：

滤波器不饱和最大工作电流与磁芯材料的关系为Imax=(BmaxAe2Rm/N)=(Bmaxl/μ0μτN)。由此算得允许的最大工作电流为16 A，远大于电源的实际输出电流，不会出现磁饱和，可以放心使用。该滤波实际在φ22铁粉芯磁环上绕26匝，实测为0.048 mH。

2.3 确定其他主要元件参数

第二级滤波电感器也采用同规格的铁粉芯磁环，在不出现磁饱和的条件下，电感量以大为好，一般要达到100μH以上。

滤波电容的容量在体积与成本许可的条件下，以大为好，一般取1 000μF左右。而且要将电解电容器与高速的CBB电容顺联合使用，以提高高频脉冲的滤波能力。

高频整流二极管应采用快恢复管或者肖特基管，否则，开关噪声还是难以消除。各二极管的最大整流电流值在2 A以上，反向耐压参数在80 V以上。为了降低共模传导和辐射骚扰，开关电源在装配时应该保证高频交流信号共地结构，采取有效的电磁屏蔽等措施。