系统电源中保持开关稳定的临界模式控制器的设计

 前言

　　目前，系统中的开关电源具有两种不同的工作模式，当电源处于导通状态的时候，可以用不同的模式来描述环绕在电源扼流圈中的电流[1]。本文以FLYBACK拓扑结构为例，按照其工作原理，可能工作在两种不同的模式，但这两种模式具有相同的功率容量，则对应这两种不同的导通模式，在直流和交流情况下会有非常大的差别，而且组成电源的元器件会受不同程度的影响[2]。根据众多实验结果的分析，可以看出众多的离线式电源系统，为了提高系统的可靠性，降低对元器件等级的要求，一般都工作在非连续区域。

　　本文将首先介绍临界模式控制原理，在分析两种模式工作特点的基础上，提出临界模式控制的概念，并通过不同模式零、极点的分析，得出针对FLYBACK结构调整临界模式的方案，提出整体电路系统设计，并给出模拟仿真结果。

临界模式控制原理

　　图1(a)和(b)示出几个周期内转换器线圈中流过电流的波形示意图，从图中可以看出，当处于导通状态的时候，在电感中建立起来磁场，电流快速上升；而当关断后，电感磁场快速下降，根据洛仑兹定律，在电感中建立起反向电动势，在这种情况下，电流为了保持其电流连续性，必须找到其相应通路，并且电流开始减小，例如，在拓扑结构为FLYBACK的情况下，可以通过输出网络维持其电流，而在BUCK拓扑结构下，则通过续流二极管维持其电流[3]。

　　如果在电流下降的周期内，在电流减至零之前，电路再次导通的话，如图1(a)所示，称为"连续导通模式"（CCM）。而如果当关断时期内，由于线圈储能比较有限，导致再次开通之前电流已经降为零，如图1(b)所示，出现了一段"死区时间"，则对应的工作状态称为"非连续导通模式"（DCM）。死区时间有长有短，而如果将电路设置成这样的工作状态，就是当在关断期间，电流一降到零，系统立即开启，则对应的死区时间为零，对应的这种工作状态称为"临界导通模式"。

图1 开关过程电流示意图

(a)连续导通模式（CCM）电流波形示意图
(b)非连续导通模式（DCM）电流波形示意图

　　目前总共有三种方法使电路进入临界状态：

·确定出临界状态对应的电感值LC，但是当电感值LC确定后，在不同负载情况下，系统却可能进入CCM模式，也可能进入DCM模式；
·已知的某一个给定电感L情况下，通过确定负载的大小，使电路进入不同的模式；
·将上述的电感和电阻等关键元器件的值都固定下来，通过开关频率的调整，使电路进入临界模式。

临界模式控制器的设计

　　图2所示FLYBACK拓扑结构的转换器，通过对它的计算分析来进行进一步的解释。

　　为了简化分析，先进行如下假设[3]：

　　假设1：每周期内电感平均电压降为0；

　　假设2：根据图1(b)所示，当L=LC的时候，IL(平均)=1/2IP

　　假设3：电源功率具有100%的转换效率，即Pin=Pout

　　采用上面假设1，可以确定出在CCM模式下的直流电压转换率，根据图2(b)可以得到下列关系式：

图2 确定临界状态电路示意图

(a) FLYBACK拓扑结构电路示意图

(b) 次级线圈对应电压波形示意图

　　根据图1(b)可以看出，对应于临界模式，意味着在导通状态中，对线圈中存储的能量会在下个周期开始的时候正好降为零，根据此判断，可得[4]：

根据假设2，对上式积分可得：

　　
通过联立上述方程，可确定出对应临界状态的关键元器件的大小：

表1 FLYBACK拓扑不同模式对应极点、零点及电压增益

以上确定了FLYBACK拓扑结构转换器临界模式对应的关键参数值，也可以确定出，在保证电源稳定和可靠的前提下，DCM模式和CCM模式对应的极点和零点也能够确定出来。表1给出了不同操作模式下极点和零点的位置及对应的FLYBACK电压增益。

　　表1中FSW为开关频率，VSAW对应PWM控制信号锯齿波的幅度，LP为初级线圈电感。

　　根据表1，采用功率分析软件POWER 4-5-6进行模拟[5]，对于100kHz频率、电压模式PWM控制器进行模拟分析，所得结果如图3所示，其中图3(a)所示为DCM模式下的高频极点，图3(b)所示为CCM模式下的高频极点模拟结果。

  　从图3可以看出，DCM模式下，需要双极点单零点的补偿网络，而CCM模式则需要双极点双零点的补偿网络，当在DCM模式下的极点和零点固定的情况下，CCM的二级极点将会对应于控制信号的占空比而发生变化。

控制器的SPICE模拟

在用SPICE模拟器进行模拟的时候，这种电源系统对应有两个SPICE模型[5]，一个是平均模型，另一个是开关模型。平均模型使用的是SSA技术，其中没有开关元器件的考虑，所以模拟起来速度快，可以进行交流和瞬态分析。而开关模型中，则更多考虑所用的PWM控制器和其中的开关管MOSFET