星载开关电源浪涌电流抑制电路研究

 在开关电源的设计中，输入滤波器是设计的主要部分之一。在绝大部分的设计中，输入滤波器的设计是电感和电容的结合，为了达到降低EMI的目的以及满足因为温度变化所必须达到的降额，设计者通常使用很大的滤波电容。

随着制造工艺的创新，电容的等效串联电阻(ESR）越来越低，使得电容在加电瞬间近似短路，有很高的dv/dt，由ic=c×dv/dt可知，加电瞬间将引入很大的瞬时电流，可能会远远超出一些器件的额定值，从而使半导体器件受损甚至失效，烧毁保险丝，或者使继电器误触发。

这种高dv/dt和di/dt还引入了多余的EMI噪声。显然，提出新的既不影响电感的体积和重量又不影响星载开关电源效率的浪涌电流抑制方法是必要的。

1 输入滤波器

星载开关电源通常有一个输入滤波器来降低反射回输入母线的电流纹波幅值，输入滤波器通常包含电容和电感，习惯上称为π型滤波器。典型的输入滤波器如图1所示。

2 浪涌电流

　　当直流-直流变换器和输入母线电压连接时，由于加在滤波电容上的dv/dt很大，将引起很大的浪涌电流。这些滤波电容（包括外部电容和寄生电容）的作用相当于一根短路线，产生上升很快的瞬时浪涌电流。

浪涌电流尖峰可能比稳态电流大很多。如果浪涌电流不加限制，它可能会烧毁保险丝，损坏连接器的管脚，引起输入母线电压振荡，产生很高的dv/dt和di/dt。因此，电流尖峰和电流上升下降斜率必须被有效地控制。

有很多因素影响浪涌电流的幅值，例如：输入电压、母线以及供电线路阻抗、输入滤波器的输入电阻和输入电感、输入滤波器的等效电容及其ESR。其中的一些参数依赖于特别的系统设计以及布线，很难去精确计算。最精确的测定浪涌电流的方式是实际在线测量。霍耳感应器常用来进行浪涌电流的测量。

3 浪涌电流抑制

3.1 传统的浪涌电流抑制方式

传统方法利用大电感或者是和电容串联的电阻来抑制浪涌电流，如图2所示。大电感带来的问题是电源的体积和重量增加，而串联电阻造成电源转换效率降低。为了克服串联电阻带来的功率损失，许多设计者在电阻两端并联一个开关(半导体器件或者是继电器)。继电器的尺寸和重量依赖于工作电流，而且必须设计特定的控制电路来控制继电器的通断，增加了电路的复杂度，从一定程度上也降低了电源的可靠性。在一些场合中也可以在电阻两端并联半导体器件，如SCR。这些器件的使用也带来体积过大以及功耗较大的问题，同时还要设计专门的控制电路来控制SCR的通断。因此，这些方法都不适合在星载开关电源中使用。


3.2 使用MOSFET的有源浪涌电流抑制方式

传统方法的局限性决定了其在星载开关电源中必将被新的消浪涌方式所取代。采用MOSFET同时辅助一些无源器件的有源浪涌电流抑制方式被越来越多地应用于星载开关电源中。MOSFET之所以能被用于消浪涌电路中是由于它具备如下特性：(1)MOSFET是多数载流子器件，因此它有很快的开关速度；(2)开关损耗小；(3)栅极驱动方式简单；(4)RDS低，因此在导通状态，漏-源导通压降也较低，从一定程度上提高了电源效率。

MOSFET是电压控制型器件，可以用图3所示电路来等效。电容CGD、CGS、CDS可以由下列式子确定：

Crss、Ciss、Coss可以从MOSFET的相关数据手册中查得。MOSFET的开关速度取决于输入电容充放电的速度，从如图4所示的栅极电荷转移特性曲线可以看出在时间段3，当栅源电压保持在Vplt(产品手册可查到)时，漏源电压从VDS的10%下降到Vsat(漏源饱和压降)，此时IDS保持不变，dVDS/dt得到了很好的控制。因此，要求漏源电压的转移快速进入时间段3(也就是栅极开启电压要达到Vplt)，利用MOSFET在时间段3对dVDS/dt很好的控制能力，进而控制浪涌电流。

为了确保在整个时间段3电压转变的过程是线性的，可以在栅-漏间并联一个电容C2。如果C2远远大于CGD，它将减小高度非线性电容Cgl对转换过程的影响。

图5示出了基于自驱动MOSFET的有源浪涌电流抑制电路。MOSFET Q1被置于电路的回路中。漏极电压线性下降的斜率由C2×R6时间常数确定。该斜率决定浪涌电流的最大幅值。

式中，Vth是Q1的开启电压，VD2是D2的正向导通压降，Vplt是漏极电流为浪涌电流时对应的栅极电压，可以从相关产品手册的转移曲线中查到。

图5所示的浪涌电流抑制电路可以用于输入电压从28V～100V的星载开关电源中。

4 星载开关电源热备份电路给输入浪涌电流带来的影响

4.1 星载开关电源热备份电路的结构形式

该热备份电路的结构如图6所示，主份电路和备份电路同时工作，主份电路输出电压比备份电路输出电压高200mV，因此最终通过隔离二极管的输出电压是主份电压，可以通过外加5V控制电压来调整主份电路PWM脉宽调制器的脉宽，从而降低主份电路输出电压，使得通过隔离二极管的输出电压为备份电压。在地面实验中就是通过这种方式来模拟由于主份电路发生故障造成主份电路输出电压下降甚至主份电路无输出，由备份电路代替主份电路输出电压的情况。主备份切换电路如图7所示。


4.2 热备份电路输入浪涌电流实际波形

图8是某型号热备份电路输入浪涌电流波形，从图中可以明显看出，在电流建立后有一段振荡区域，该振荡的幅值甚至比真正的浪涌电流幅值还要大，超出了对浪涌电流幅值所要求的技术指标。实际设计的主份电路输出电压启动时间要比备份短，因此图8所示的浪涌电流波形是备份电路的。为了避免输出电压启动过程中出现振荡，采用错开主备份电路输出电压启动时间。当然也可把备份电路输出电压启动时间设计得比主份电路的短，但主份电路输入浪涌电流波形将如图8所示。因此，浪涌电流出现振荡是图6所示热备份电路所难以避免的。工程实际中可以通过采取一些手段减小振荡的幅值以期满足对浪涌电流的技术要求。


4.3 解决的办法

(1)如果电源在体积和重量上有余量，可以采用主备份电路各用一个消浪涌电路的结构形式，切换备份时关断主份消浪涌电路的MOSFET即可，这种电路结构形式将有效消除图8所示的电流振荡。

(2)增大Cfilter的值。由于造成图8现象的根本原因是主备份电路同时启动时供电不足。因此，增大Cfilter可以解决电流振荡的问题。但是，在实际工程中发现个别电源模块在增大Cfilter后，输出电压在启动后出现幅值很大的下陷。这一方法未在实际工程中采用。