一个200W开关电源的功率级设计总结

 1. 导言

新的功率在200W-500W 的交流电源设计，越来越需要功率因素校正（PFC），以在减少电源线上的能源浪费，并增加最多来自电源插座的功率。 这篇文章描述了一个用於液晶电视的200W 电源的设计与构造，所以提到了很多注意事项，以达到高效率，待机功率低於1W，外形小巧尤其是高度为25mm ，无风扇的简单冷却，低成本。这些特徵对於将要应用的场合是不可或缺的。

2. 电路描述和设计

设计指标如下∶

交流输入电压∶85－265VRMS·功率因素∶
> 0.95·总输出功率∶200W·
三个直流输出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A电源分为两个单元。

第一电源集成一个功率因素校正电路，内置在FAN4800 PFC/PWM（脉宽调制）二合一控制器周围，产生一个24V/6A 和12V/5A 的输出。这个器件包含一个平均电流模式PFC 控制器和一个能够在电压和电流模式下工作的PWM控制器。在描述的这项应用中，PWM工作在电流模式，控制一个双管正激变换器。这种变换器能产生一个稳压的24V 输出。12V输出则由一个采用MC34063A PWM控制器的Buck 变换器产生。这个附加模块改善了12V输出校正，减少交叉调节问题，这对於多重输出正激变换器总是一个问题，当负载大范围变化时。附加变换器成本不是很高，如果与一个双管输出变换器的更复杂、更大的耦合电感相比。

第二电源是一个基於飞兆半导体功率开关（FPS）的Flyback 变换器，它给FAN4800提供电源和5V 输出。这个电源工作在待机模式下，它的无负载功耗低於500mW。因此，即使对於省电模式下小负载情况，也有可能满足1W待机功耗的限制。

为了简洁，设计计算和电路图将在每个模组中单独给出。最终完成的示意图和布局，可在附录中查到。

3. 功率因素校正

本节回顾了功率因素校正电路的电源选择。用来设立乘法器的工作点和差动放大器的增益和频率补偿的低功率部件的设计在[1]中给出。

3.1 整流器

由於主电源用来提供一个200W的输出功率，即总输入功率。假设PFC的效率为90％，正激变换器效率为90％，其中输出功率为∶

考虑到最大输入电压为85VRMS，最大输入电流为∶

电磁干扰滤波器的常见共模扼流圈，必须承受这部分电流，同时具有约10mH 高电感。市场上有一些扼流圈，具有高电流，高电感和小尺寸的特徵，来自EPCOS 和TDK。扼流圈的实际值和类型由电磁干扰测试确定，依赖於工作条件，也许与本文提出的滤波器有所不同。

与输出串联的负温度系数热敏电阻（NTC）限制了浪涌电流，但并非电源工作所真正需要的。
整流器根据IIn,RMS选定，但注意到高额定电流二极管通常在某一电流下具有更低的电压降，使用一个额定电流略高的整流桥是有利的。对於实际设计，选择一个6A/800V桥GBU6K。

整流器功耗是可以预计的，通过一个恒定正向电压下已知的近似二极管正向特性乘以一个串联电阻。正向电压VF 和串联电阻Rs 必须从规格说明书中查，对於GBU6K 分别是0.8V和0.03Ω。功耗方程变成∶

如果我们假设一个绝对的最高结温度TJ 为150℃，最高室温为50℃，然後BR1 散热器的热大热阻（与空气之间）应为


3.2 电感L1

在讲述的设计中，通过L1的波纹电流的振幅被选定为输入电流的20％。在这种选择下，电感可以根据下列等式（5） 计算∶

给出的电感差不多是1mH。当RMS电流等於RMS输入电流时，L1的峰值电流是

在这个电流和5A/mm2的电流密度下，所需的铜线截面积约为0.58mm2。 由於高频电流仅为输入电流的20％，趋肤效应和邻近效应不是很明确。三或四条细电线并联总面积能够达到所需面积就足够了。在实际设计中，使用了三根直径为0.5mm的电线，电流密度略低於5A/mm2。L1 的磁环尺寸根据被称为磁环区域乘积Ap确定，即有效磁性截面积和绕组面积（骨架）的乘积。这个乘积很容易证明是

其中ACu是铜线面积，Bpeak 是饱和磁通密度（对於大多数铁氧体，≤0.35T）。fCu是铜填充因子，对於简单电感，约为0.5；对於含有几个线圈的变压器，约为0.4。确定这些数据後，L1的Ap需求值是

基於惯例，对大多数磁环，磁性截面积和绕组面积非常相近，需要的磁环面积为

因此，对於我们的应用，一个合适的磁环的Ae约为122mm2。虽然，要找到此磁截面的磁芯并不难，但电感的高度由於应用要求被限制在25mm。因此，经过一番对磁环和筒管规格说明书仔细搜索之後，选择了EER3542，它的Ae为107mm2，AW为154mm2，得到AP约为16500mm4。
其中AL，0是无气隙磁芯的AL（查磁芯规格书），有气隙的磁芯的AL是1mH/1242=65nH。如果後两个值的单位是nH，Ae 的单位是mm2，那麽气隙长度s 的单位是毫米。在这次设计中，气隙长度约2 毫米。

3.3 Q1和D1

因为最高额定输入电压是265VRMS，Q1的最大漏极电压为500V 似乎足够了。但是建议使用一个额定电压为600V的MOSFET，因为经验显示这个600V MOSFET，能够承受浪涌测试，根据无损坏IEC61000-4-5标准，而500V类型则需要额外的浪涌电压限制器。同样，这对於Boost二极管也是有效的。这是因为电解质电容C5能够吸收大量能量，保护一个600V 器件，而不是500Ｖ器件。Q1和D1的峰值电流和通过L1 的峰值电流是相同的，即4.5Ａ，而Q1的RMS 电流为∶

D1的RMS 电流为∶

尤其对於MOSFET，低功耗和峰值电流是选择某些器件的重要考虑因素。

经过一番计算，选择了一个最大RDSon约为0.45Ω@100℃的SuperFetTM FCP16N60。Q1 的总功耗分成传导功耗和开关功耗。传导功耗如下∶

开关损耗进一步分为，由於源漏电容（加上寄生电容的，例如L1 和PCB）放电导致的功耗和由於开关过程中电流和电压重叠带来的功耗，以及D1反向恢复带来的功耗。所有这三项都无法确切了解，但可以根据下面的表达式估计∶

FCP16N60的COSS,eff是110pF，而杂散电容Cext估计为150pF。50ns的交叉时间tcrossover 是一个合理的估计值，并且得到测量确认。二极管反向恢复导致的功耗预计为2W。最终，Q1 的总功耗是∶