ADC中的集成式容性PGA：重新定义性能

。这对失调、增益误差和漂移规格有正面影响。

电容可将输入共模从信号链共模的其余部分去耦。这样可以提供CMRR、PSRR和THD等优势。

容性PGA的最大优势之一，是它的输入共模范围可以是轨到轨或更高。这样便有可能从正供电轨下至负供电轨的几乎任何地方对传感器共模电压进行偏置。

这种容性架构结合了仪表放大器的优势，具有极高的输入阻抗（因为输入阻抗是一个电容），其优势是电容（而不是电阻）作为增益元件，增加了放大器的动态范围--这不仅是因为它的信号摆幅，还因为其噪声效率的缘故。

克服阻性PGA共模限制的常见解决方案是增加或偏移供电轨，或者重新对中传感器信号共模。这样做的代价是功耗更高、电源设计更复杂、使用更多外部元件，以及更高的成本。

实际例子

在惠斯登电桥中，共模电压由连接两个桥臂的阻抗决定，且与施加的电源成正比。电子秤应用即采用这种检测拓扑，因为它具有针对应变计的线性检测优势；图8显示了一个半桥式II类电路。

图8.采用惠斯登拓扑并包含应变计的电子秤。

表1.惠斯登电桥中的阻性PGA和容性PGA对比（假设使用标准电源和增益）

应变计的灵敏度通常为2 mV/V。惠斯登电源越高，灵敏度也就越高。为了增加应变计的动态范围并最大化SNR，电桥可能采用比ADC更高的电源供电。

由于阻性PGA的共模限制，电桥应当采用与ADC相同的电源供电，以便最大程度提升动态范围；而在容性PGA中，电桥可以采用几乎为ADC两倍的电源供电，因为不存在输入共模的限制。

例如，假设标准电源为ADC提供3.3 V电平，则对于相同的增益，容性PGA相比阻性PGA的改进总结见表1。

可能存在的另一个问题，是当电桥的连接位置离ADC较远时，接地之间可能有所不同。这也许会使共模电压偏移，从而导致ADC输入共模相对于电桥不平衡，并降低阻性PGA中的最大允许增益。

使容性PGA性能与阻性PGA相当的可行办法是以更高的电源电压对电桥供电。比如，以±3.3 V双极性电源对电桥供电，从而增加应变计的灵敏度，但代价是更高的系统复杂性和功耗。

可能会得益于容性PGA的另一个例子是采用电阻式温度检测器(RTD)或热电偶的温度测量应用。

常用RTD电阻（比如PT100）可以用来直接检测温度，或间接检测热电偶的冷结，如图9所示。

图9.典型热电偶设置。

每一个PT100器件都提供不同的导线，采用最受欢迎的高性价比三线式配置。

测量温度并消除引线误差的传统方法如图10所示。本例中，集成PGA的Σ-Δ型ADC AD7124-8的内部电流源以相同电流驱动双线式RTD，在两个引线上产生相同的失调误差，其值与引线电阻成正比。

由于AD7174-8具有较小的引线电阻和电流（为了最大程度减少自发热效应），RL3产生的失调电压靠近负供电轨，极大地降低了阻性PGA中允许的最大增益，因为其输入共模相比容性PGA同样将会非常接近供电轨，在内部将共模电压设为电源供电轨的一半，允许更高的增益配置，从而提高总动态范围。

建议的解决方案极大降低了系统和硬件连接的复杂性，因为第三条线缆不应返回至ADC PCB，并可连接RTD位置附近的地。

图10.三线式RTD测量。

为了增加温度测量的精度，建议采用四线式测量。本例中，只使用了一个电流基准。为了避免电流源的不精确性，可以将精密电阻用作ADC基准电压发生器来进行比例测量，如图11所示。

图11.比例四线式RTD测量。

选择适当的外部精密电阻值，使RTD上产生的最大电压等于基准电压除以PGA增益。

表2.四线式RTD比例测量中的阻性和容性PGA对比

对于3.3 V电源而言，在阻性PGA中，精密电阻上产生的电压应为1.65 V左右，否则PGA共模电压将限制最大增益。其结果是，最大增益信号应等于1.65 V。在容性PGA中，不存在输入共模的限制，因此RTD共模信号可以靠近顶部供电轨放置，最大程度提升了精密电阻生成的ADC基准电压，并因此实现最高的可选增益和动态范围。

表2总结了阻性PGA相对于容性PGA的最大增益，最大电流源为500 µA，限制了Pt100的自发热（假定B类RTD，此时最高温度为600°C，最大VREF为2.5 V）。

结论

相比阻性PGA，容性PGA具有多项重要优势。诸如噪声、共模抑制、失调、增益误差以及温度漂移等关键规格都由于电容作为增益元件的固有温度稳定性以及匹配属性而得到了改善。

另一项重要特性是内部共模电压从放大器内部共模电压中去耦。当待放大的输入信号为靠近供电轨的共模电压时，这点尤为重要。阻性PGA的增益选择严重受限于其共模限制，或者要求更高的供电轨或外部元件将输入信号重新偏置到供电轨的一半