组合混联式充电电源及其功率均分策略研究

为适应大容量和模块化充电电源发展的需求，提出一种基于串并混联结构的充电电源，它由4个改进的移相全桥电路模块构成。该充电电源采用先恒流后恒压的两段式充电方法，控制器则采用电流环和电压环并联切换的结构，同时引入一种外环控制加平均电流的功率均分策略，并根据频域分析法设计了均流和均压控制器。最后，设计了一套2并2串的实验样机。实验结果表明，采用该充电电路拓扑和控制策略，输出电流和电压的不均衡度均小于5％，很好地验证了分析及设计的正确性。


1引言

开关电源系统采用串并混联结构，具有可靠性高，冗余配置，模块特性好等特点，便于系统管理和维护。但混联结构的电源模块之间需采取均流、均压措施，以保证输出电流和电压在各模块之间均衡分配。均流技术分为下垂法和有源均流法，有无均流母线是两者的根本区别下垂法仅适合小功率应用。而有源均流策略实际上包含控制方法和均流母线的形成方法。控制方法有外环控制（OLR）、内环控制和双环控制；均流母线的形成方法包括平均电流（BAP）法和主从（MS）法。其中MS法包括指定主模块法和自动选主法。在此设计的充电电源系统采用改进的移相全桥变换器及OLR+BAP法的功率均分策略，有效解决了电源模块的功率均分问题。

2串并混联式充电电源拓扑

介绍四模块串并混联结构框图如图1所示。先将模块1～4分别串联，然后再将两串支路并联组成四模块的混联结构。

单模块电路如图2所示，其主电路在传统移相全桥ZVS变换器的变压器初级加了两个箝位二极管VD7和VD8，可有效抑制变压器次级整流二极管的高频振荡，减小电压反向恢复尖峰。

3外环控制加平均电流功率均分策略

3.1均流策略

采用OLR+BAP法的功率均分策略，其控制电路如图3所示。当UI=Ub时，R两端电压Uab=0，则Uc=0，实现均流。当有均流误差时，U1≠Ub.Uab≠0，则均流调节器输出Uc≠0，其通过控制电压误差放大器控制功率级的输出电流，最终实现均流。

3.2控制器的设计

主电路参数为：输入电压Uin=520 V，输出电压Uo=80 V，变压器初、次级匝比n=7：7：24，谐振电感Lr=20μH，输出滤波电感Lf=100μH输出滤波电容G=30μF，开关频率fs=50 kHz，电压采样系数Fv=0.037 5，电流采样系数Fi=0.087 5. 3.2.1电压环的设计在设计电压环时，不考虑均流环对电压环的影响，只要均流环的截止频率远离电压环的截止频率，均流环对电压环的影响很小，就可将其影响忽略。电压闭环控制框图如图4所示。

移相全桥电路占空比对输出电压传递函数：

图5为电压环校正前后波特图。系统开环传递函数波特图如图5虚线所示，可知系统存在很大稳态误差，需引入补偿网络，在此选择PI控制器。

由式（2）可见，被控对象是一个二阶系统。滤波器的转折频率。在设计PI控制器的参数时，将PI控制器的零点设置在滤波器的转折频率处，有；fz=Ki1/（2πKp1）=fn=2.91 kHz，Kp1，Ki1分别为PI控制器的比例和积分系数。在确定补偿后的穿越频率fc时，应在系统稳定性与系统动态响应间进行折中处理。在此选择fc=fn/10=291 Hz.补偿后电压环开环传递函数为：

根据所设计的PI控制器，可得到图5中实线所示系统校正后的波特图。由图可见，校正后系统的相位裕度为90.3°，fc=292Hz，系统的稳态性得到明显改善。


3.2.2均流环的设计

根据图4可构建图6所示用OLR+BAP法的控制框图。由图可得均流环的开环传递函数为：

图7为均流环校正前后波特图。系统被控对象的波特图如图7中虚线所示。由图可知，系统存在较大的稳态误差，且响应速度较慢，需设计校正环节。为了尽量减小均流环对先前设计好的电压环的影响，同时由于对均流环一般动态响应要求不高，取电流环穿越频率ωc‘=12.6 rad.s-1.为满足电流环对直流母线低频干扰的抑制，PI校正环节的转折频率ωm’=126 rad.s-1，则有：

代入已知参数，得Kp2=0.0857，Ki2=37.28，有：

由图7中实线可知，均流环的穿越频率为43.7 rad.-1，两环之间不会相互影响。相位裕度为94.5°。说明均流环是稳定的。

串联为并联的对偶问题，其均压策略与并联均流策略相同。采用与均流控制器相同的设计方法可获得均压控制器，其电流和均压补偿器分别为：

4实验结果

该系统采用状态总线对串并混联各模块的运行状态进行同步。充电电源采用电压缓起，当输出电压达到蓄电池初始端电压时，系统对蓄电池进行充电电流缓起，电流升至设定值后进行恒流充电。当系统检测到输出电压达到设定的充电截止电压时，状态总线强制各模块同