开关电容ADC及其驱动放大器之间的阻抗谐振匹配方法

斯特区到了高阶奈奎斯特区。

　　IF采样已经越来越受欢迎，因为它允许设计工程师去除信号链中的混频级电路。这样就能提高性能，因为减少了信号链中元件总数量，实际上降低了引入系统的附加噪声，从而进一步提高系统总的信噪比（SNR）。在某些情况下，这样做还可以提高无杂散动态范围性能（SFDR），因为消除了混频级电路会降低本地振荡器（LO）通过混频器引起的泄漏。

　　在进行IF采样时，对高频抗锯齿滤波器（AAF）的设计是相当重要的。在大多数情况下，AAF被设计在有用频带内的中心。在IF采样应用中，恰当的滤波器设计是至关重要的，以便低奈奎斯特区内的低频噪声不会落入有用频率所在的高阶奈奎斯特区。而且，不良的滤波器设计会导致在本底噪声的基带镜像出现过多的噪声。图4显示了抗锯齿滤波器的阻带衰减特性。

　　很显然，系统动态范围和带通滤波器的阶数有直接的关系。此外，系统的阶数还依赖于系统的分辨率。分辨率越低，本底噪声就越高，信号具有的混频效应就越小，因此对系统的阶数要求就越低。但是，有些高阶滤波器可能会在通带中产生较多的纹波，这会对系统的性能起到反作用，因为其引发了相位失真和幅度失真。总之，在设计抗锯齿滤波器时必须非常小心。

抗锯齿滤波器设计

　　抗锯齿滤波器有助于减少无用奈奎斯特区中的信号内容，否则会产生带内信号混频从而降低动态性能。通常采用LC网络设计抗锯齿滤波器，而且必须要明确规范源阻抗和负载阻抗，以便获得要求的阻带特性和通频带特性。通常采用切比雪夫（Chebyshev）或巴特沃斯（Butterworth）多项式定义滤波器的传递函数。有几种滤波器设计程序有助于简化这个问题，例如NuHertz Technologies公司的Filter Free4.0或Agilent Technologies公司的ADS。另外，可以使用滤波器设计手册来找到归一化的原型滤波器参数值，然后根据要求的截止频率和负载阻抗按适当比例进行设计。图5(a)中提供了一个四阶的归一化原型滤波器实例。该滤波器遵循切比雪夫多项式，针对5:1的负载和源阻抗比，理论上可提供小于0.5dB的纹波。对于144MHz的截止频率和600W的负载阻抗，其单端等效网络如图5(b)表示。大多数高速ADC都能够利用差分输入接口完成高动态范围IF采样。因此有必要将单端网络转换为如图5(c)所示的差分网络。在转换为最终的差分网络时，串联阻抗实质上被减半了（见图5(d)）。值得一提的是，试图建立印制电路板（PCB）寄生元件模型以便选择最佳的L和C值是很明智的做法。最终实现的网络采用了比理论值稍低的电感值，以便适应电路印制线的串联电感。应该注意的是图5(c)中的负载现在用图5(d)中的ADC接口代替，包括一个分流电感器和共模偏置电阻器。偏置电阻为每个差分输入端提供所需的直流偏置，并且与原来的跟踪阻抗和谐振分流电感器结合起来共同为负载提供滤波器。

　　考虑网络的品质因数Q是很重要的。负载和源阻抗的比例越大，就越需要注意元件Q值和布线的寄生效应。通常需要采用一些经验性的反复试验法来优化网络接口，以达到噪声和失真性能的最佳组合。采用能精确地捕获实际L和C寄生效应的元件模型对网络响应进行仿真是较为合适的。

　　测试性能

　　上例中的电路设计提供了优良动态性能（见图6）。应该注意在有和没有适当设计接口网络两种情况下 SFDR和总谐波失真的差异。谐振分流电感器转换了ADC的原始阻抗，从而为滤波器提供可预测的负载阻抗。另外，分流电感有助于吸收所有的低频闪烁噪声和DC失调，不然它们会破坏0Hz频率附近的本底噪声。抗锯齿滤波器有助于抑制高频宽带噪声，不然它们会造成带内混频，而且它还有助于抑制驱动放大器输出端出现的高频谐波。这样就为工作在140MHz中心频率的高IF采样接收器提供了一种合适的解决方案。整个2MHz带宽内频率响应的均匀性小于±0.2dB，并且其组延时小于10ns。

　　图6 在140MHz频率下用AD82370驱动AD9236前后的波形

　　图7提供了一个低频率案例。该解决方案适合于可用带宽为5 MHz的双倍向下变频IF采样设计，其群延时小于100ns，通带纹波小于±0.25dB。在这种案例中，采用AD8351差分放大器驱动14bit，65 Msps的AD9244 CMOS ADC。还可以将同样的设计方法用于先前的案例，会使级联本底噪声改进6dB以上，而SFDR可以提高10dB以上。

　　图7 在48MHz频率下AD8351区动AD9244前后的波形