基于ZETA拓扑结构的DC/DC转换器设计

引言

同 SEPIC DC/DC 转换器拓扑结构类似，ZETA 转换器拓扑通过一个在输出电压上下范围变化的输入电压提供正输出电压。ZETA 转换器也需要两个电感和一个串联电容器（有时称飞跨电容）。SEPIC 转换器使用一个标准升压转换器进行配置，ZETA 转换器则不同，它通过一个驱动高端 PMOS FET 的降压转换器进行配置。ZETA 转换器是对不稳定输入电源进行调节的另一种方法，它就像一个低成本墙式电源。我们可以使用一个耦合电感来最小化电路板空间。本文将介绍如何设计一个运行在连续导电模式 (CCM) 下带耦合电感的 ZETA 转换器。

基本工作原理

图 1 显示了 ZETA 转换器的简单电路图，其由一个输入电容 C_IN、一个输出电容 C_OUT、耦合电感 L1a 和 L1b、一个 AC 耦合电容 C_C、一个功率 PMOS FET 即 Q1，以及一个二极管 D1 组成。图 2 显示了 Q1 为开启状态和 Q1 为关闭状态时，在 CCM 下运行的转换器。

图1ZETA 转换器的简单电路图

若想要知道各个电路节点的电压，在两个开关都为关闭状态且无开关操作时对 DC 条件下的电路进行分析很重要。电容C_C与 C_OUT 并联，因此在稳态 CCM 期间 C_C 被充电至输出电压 V_OUT。图 2 显示了 CCM 运行期间 L1a 和 L1b 的电压。

图2CCM 运行期间的ZETA 转换器

Q1 关闭时，L1b 的电压必须为 V_OUT，因为其与 C_OUT 并联。由于 C_OUT 被充电至 V_OUT，因此 Q1 关闭时 Q1 的电压为 V_IN + V_OUT；这样一来， L1a 的电压便为相对于 Q1 漏极的 –V_OUT。Q1 开启时，充电至 V_OUT 的电容 C_C 与 L1b 串联；因此 L1b 的电压为 +V_IN，而二极管 D1 的电压则为 V_IN + V_OUT。

图 3 显示了通过各种电路组件的电流。Q1 开启时，输入电源的能量被存储在L1a、L1b 和 C_C 中。L1b 还提供 I_OUT。Q1 关闭时，C_C 持续为 L1a 提供电流，而 L1b 再次提供 I_OUT。

图3CCM 期间ZETA 转换器的分量电流

占空比

假设 100% 效率占空比 D，用于 CCM 运行的 ZETA 转换器，其为：

它还可以被重写为：

Dmax 出现在 V_IN(min)，而 Dmin 出现在 V_IN(max)。

选择无源组件

设计任何 PWM 开关调节器的首要步骤之一便是决定允许多少电感纹波电流 ΔI_L(PP)。过多会增加 EMI，而过少又会导致不稳定的 PWM 运行。一般原则是给 K 分配一个介于 0.2 和 0.4 平均输入电流之间的值。理想纹波电流的计算如下：

在理想紧密型耦合电感中，每个电感的单芯上都有相同的绕组数，这时耦合迫使纹波电流在两个耦合电感之间等分。在现实耦合电感中，电感并没有相等的电感，并且纹波电流也不会完全相等。无论如何，在理想纹波电流值的情况下，如果存在两个单独的电感，则我们将耦合电感中要求的电感估算为实际需要的一半，如方程式 4 所示：

为了能够承受负载瞬态，在高端电感中，耦合电感的饱和电流额定值需至少为稳态峰值电流的 1.2 倍，其计算方法如方程式 5 所示：

请注意，I_L1b(PK) = I_OUT +ΔI_L/2，其小于 I_L1a(PK)。

与降压转换器一样，ZETA 转换器的输出有非常低的纹波。方程式 6 计算了完全由电容值引起的输出纹波电压部分：

其中 f_SW(min) 为最小开关频率。方程式 7 计算了完全由输出电容 ESR 引起的输出纹波电压部分：

请注意，这两个纹波电压部分均被相移，且不直接相加。就低 ESR（例如：陶瓷电容）电容而言，可以忽略 ESR 部分电压。要想满足应用的负载瞬态要求，最小电容限制是必需的。

输出电容必须有一个大于电容 RMS 电流的 RMS 电流额定值，其计算方法如方程式 8：

输入电容和耦合电容吸取和下拉的电流电平相同，但开关周期相反。与降压转换器类似，输入电容和耦合电容都需要 RMS 电流额定值，

方程式 10a 和 10b 计算了完全由各自电容器电容值引起的输出纹波电压部分：

方程式 11a 和 11b 计算了完全由各自电容器 ESR 值引起的输出纹波电压部分：

此外，两个纹波电压组成部分均被相移，且不直接相加；同时，就低 ESR 电容器而言，ESR 电压部分再次可以被忽略。典型的纹波值小于输入电容输入电压的 0.05 倍，也小于耦合电容输出电压的 0.02 倍。

选择有源组件

我们必须谨慎选择功率 MOSFET，以便它可以处理峰值电压和电流，同时最小化功耗。功率FET的电流额定值可以决定ZETA转换器的最大输出电流。

如图 3 所示，Q1 承受了 V_IN(max) + V_OUT 的最大电压。Q1 的峰值电流额定值必须为

在相关环境温度下，FET 功耗额定值必须大于传导损耗（FET r_DS(on) 的函数）和开关损耗（FET 栅极电荷的函数）的和，计算方法如方程式 13 所示：

其中，Q_GD 为栅极到漏极电荷，Q_G 为 FET 的总栅极电荷，I_Gate 为最大驱动电流，而 V_Gate 为控制器的最大栅极驱动。Q1 的 RMS 电流为：