交叉级联正激式同步整流拓朴实现DC－DC变换器

1 概述

DC-DC变换器是开关电源的核心组成部份，常用的正激式和反激式电路拓朴。常规正 激式变换器的功率处理电路只有一级，存在MOSFET功率开关电压应力大，特别是当二次侧采用自偏置同步整流方式，输入电压变化范围较宽，如输入电压为75V时，存在栅极偏置电压过高，甚至有可能因栅压太高而损坏同步整流MOSFET的危险。而且当输出电流较大时，输出电感上的损耗将大大增加，严重地影响了效率的提升。使用交叉级联正激式同步整流变换电路，不但输出滤波电感线圈可省去，实现高效率、高可靠DC-DC变换器，达到最佳同步整流效果。

2 基本技术

2.1交叉级联正激变换原理

交叉 级 联变换的拓朴如图1所示，前级用于稳压，后级用于隔离的两级交叉级联的正激变换器组成的同步降压变换器。为了实现宽输入电压范围及隔离级恒定的电压输入，前后两级正激变换都应在最佳的目标下工作，从而确保由它所组成的高效率同步降压变换器能接收整个35-75V通信用输入电压范围，并将它变换为严格调整的中间25V总线电压。实际中 间总线电压由隔离级的需要预置，取决于隔离级的变比。中间电压较高时，可以采用较小的降压电感值和较低的电感电流，因而损耗也少。整个降压级的占空比保持在30^’60%，可协助平衡前后两级正激变换的损耗。为使性能最佳，并使开关损耗降至最小，开关频率的典型值为240k-300kHz;由于使用低通态电阻(RDS(on))的MOSFET，导通损耗比较小。传统的单级变换器主开关必需使用至少200V以上的MOSFET，其RDS(on)等参数显著增加，必然意味着损耗增加，效率下降。交叉级联正激变换拓扑的简化原理图如图2所示。

2.2同步整流技术

众所 周 知，普通二极管的正向压降为1V，肖特基二极管的正向压降为0.5V，采用普通二极管和肖特基二极管作整流元件，大电流情况下，整流元件自身的功耗非常可观。相比之下，如果采用功率MOSFET作整流元件，则当MOSFET的栅源极施加的驱动电压超过其闽值电压，MOSFET即进入导通状态，无论从漏极到源极或从源极到漏极，均可传导电流。导通电流在MOSFET上产生的压降仅与MOSFET的沟道电阻成比例关系，n个MOSFET并联时，压降可降为单个MOSFET的1/ n。因此，理论上由整流元件压降产生的损耗可人为的降到最小。同步整流(SynchronousRectify，缩写为SR)正是利用MOSFET等有源器件的这种特性进行整流的一项技术。

采用 功 率 MOSFET实施SR的主要损耗为:

导通损耗:

开通损耗:

关断损耗:

驱动损耗:

式中 I 为 正向电流有效值，RDS(on)为通态电阻，fS为开关频率，CGSS为输入电容，Coss为输出电容，D为占空比。可见 ，正 向导通损耗与RDS(on)成正比。不同VDS的MOSFET, RDS(on)往往可相差几个数量级，所以相同电路拓扑中采用100V MOSFET的损耗比采用200VMOSFET明显要低。考虑到低VDS的MOSFET比高VDS MOSFET的Coss要小，据关断损耗式，表明低VDSMOSFET的关断损耗也小。驱动损耗式为开关过程中输入电容充放电引起的损耗，该损耗与栅一源驱动电压的平方成正比。由于采用了两级变换器，对隔离级来说，因稳压级己经将较宽的输入电压稳在固定的中间总线电压上，变压器的变比可以达到最佳。

MOSFET的正向通态电阻RDS(on)以及输入电容是固定的，驱动损耗只与驱动电压的平方成正比关系。总之，采用两级变换器可使正向导通损耗，驱动损耗等减到最小程度。此外， 交叉级联正激变换电路拓扑中，输出级同步整流MOSFET所需电压仅为输出电压的两倍，再加上1.2倍的保险系数，器件的耐压只是输出电压的2.4倍，远小于传统单级变换器解决方案需要达到输出电压4-10倍的要求。这样采用交叉级联正激变换电路拓扑的两级变换器，便可使用低压、低RDS(on，的MOSFET来实现极低的输出级导通损耗。两级变换器还采用了并联MOSFET的输出，得到更低的RDS(on)以及更低的损耗。在系统整体设计的时候，只要元件热分布合理，装置的使用寿命和可靠性必将有极大提高。

2.3电流前馈技术

由图可见，交叉级联正激变换电路拓扑的二次侧没有输出滤波电感线圈，单级式变换器则必须有输出滤波电感线圈。单级变换器设计时必须兼顾输出滤波电感中电流的断续模式(DCM)和连续模式(CCM),电感值的选定不但理论计算复杂，而且需要实验校验。交叉级联正激变换电路拓扑中的隔离级采用电流前馈技术，输出滤波电感不需要流过全部输出电流。特别是对低压大电流输出而言，输出级不会因输出电流的增加而发生难以预料的变化，这是该电路拓朴的主要优点。因此，当系统设计需按比例变化，特别是按输出电压及输出电流变化时由于输出电流