高频脉宽调制技术在逆变器中的应用

　　在上面的分析中，下管总是容易实现ZVS开通，因为其开通时刻总是在电感电流的瞬时最大值的时刻，即使轻载时电感储存的能量也可以保证其实现零电压开通；对于上管来说，则必须在零态续流模式中电感电流瞬时值由正变负，达到一定负向值，才能保证在下管关断时该电流可以使上管等效并联电容放电，从而实现其零电压开通。此种情况实际为在输出半个周期中，电感电流与输出电压同向，即uo>0，iL>效并联电容放电，从而实现其零电压开通。此种情况实际为在输出半个周期中，电感电流与输出电压同向，即uo>0，iL>0的情况；当二者反向即iL<0时，则上下管的情况正好互换，上管容易实现ZVS开通，而下管实现ZVS的条件则同样在零态续流模式中要保证电感电流瞬时值反向。对输出电压负半周，上下管实现ZVS的情况与正半周相同。

　　滤波电感的取值直接影响ZVS实现的范围，也影响到电路的效率。考虑到输出电压半个周期内电路可以等效为一Buck变换器，由此得滤波电感的最大值需满足Lfmax≤。电感值大，电感电流瞬时值变化范围小，ZVS实现的范围减小，也就是说在较大负载情况下，在半波电感电流峰值附近上管难以实现ZVS开通，从而仍然有较大的开通损耗；电感取值减小，其电流瞬时值脉动变大，则ZVS实现的范围加大，开通损耗可以减小，但此时由于整个输出周期内电感上的瞬时电流的高频脉动很大，因而磁芯的磁滞及涡流损耗增加。所以，电感的取值、ZVS实现的范围及电路的效率之间需根据具体情况适当折衷。

　　在实际应用中须做以下说明。

　　1）如考虑逆变器负载功率因数较大的情况，则uo，iL在整个周期大部分时间内为同向，即有tdead2>tdead1成立。为充分保证上管软开关的实现，则可以考虑在下管驱动附加加速关断措施，如采用电阻二极管网络，以适当增加下管关断到上管开通之间的死区时间。

　　2）由上述可知，由于要保证ZVS的实现，则滤波电感上必然存在较大的电流脉动，因而电感的磁芯损耗比较大，实际应用须选用电阻率高、高频损耗小的磁芯材料。

　　3）同理，由于ZVS实现的范围与电感磁芯损耗的矛盾，在负载范围较大的情况下，很难折衷得到较好的效果，因此该方式只适用于较小功率的应用场合，而应用于较大功率场合时，则可以考虑用相同功率的模块并联。

　　4 实验波形和结语

　　图4是上下功率管在实现ZVS时的驱动电压与相应漏源电压波形。由图4可以看出，上下管均很好地实现了零电压开关。

(a)上管

(b)下管

图4 逆变器功率管驱动（上曲线）与漏源电压（下曲线）

　　图5是空载输出电压与电感电流。图6是阻性满载输出电压及电感电流。空载时由于电感上的电流在半个周期内均可以过零，因而此时功率管可以较好地实现软开关；而满载时电感电流瞬时值过零的范围明显减少，此时上很难实现软开通。要进一步确定电感取值与负载、ZVS实现的范围以及电路效率之间的关系除了理论分析外，也还需要进行大量的实验。图7为逆变器的效率曲线，阻性满载的输出效率约为92％。

图5 空载输出电压与电感电流

图6 阻性满载输出电压及电感电流

图7 逆变器的效率

点击看原图

点击看原图