低电磁骚扰开关电源的实现
0 引 言
电源装置是电子电气设备中所不可缺少的部件,开关电源以其效率高、体积小、重量轻、电压适应性好等优点,受到相关行业的青睐。但目前存在的缺陷是电磁骚扰大,对环境或对其他设备造成不利影响。目前对于可变负载的开关电源,笔者所了解到的产品最低输出噪声电压也在70 mV以上。设计低电磁骚扰的开关电源,也就成了许多设计人员的希望,为此提出了种种方法。本例设计要点不同于常规技术,而是采取了从源头上对电磁噪声进行消除,再结合一些常规措施。将电源输出端口的噪声电压降至20 mV以下,显著提高开关电源的电磁兼容性指标。
1 开关电源电路结构与降噪原理
该开关电源的设计目标是稳定20 V输出,输出电流0~2 A可变,用于音响系统。为了突出降低电磁噪声的处理技术,简化电路,用单片开关电源芯片TOP224Y进行设计。TOP224Y内部已包含了PWM调制所需的所有电路以及激励管输出,由它激励变压器,开关频率为100 kHz,内部MOS激励管的耐压为700 V,输出功率小于45 W。电路如图1所示,该电路可以获得更大的输出功率,只需更改部分器件。图1中左边的电路R1,L1,D1,C1至C7是常规的共模滤波和整流电路,获取约300 V的直流电压供DC-DC变换电路使用;最右边电路L5,C11等是普通的LC滤波电路;IC2,D8,R9,R10组成电压反馈电路,形成闭环结构,稳定电源输出电压;中间部分是DC-DC变换器,降噪声的关键是对这一部分的电路进行适当处理。
低噪声开关电源电路图
对于中间部分电路而言,TOP224Y作为PWM控制、激励,都是常规处理。控制端C的工作电压取自变压器的反激励电压,其中D3是整流管,D4是发光二极管,用作指导灯。C端的反馈信号来自IC2的输出。芯片的漏极输出端D连接变压器和R1,D2,其中R1是半导体压敏电阻,与D2一起组成芯片限压保护电路,防止芯片因过压而击穿。该项电路的激励方式采用以正激励为主的正、反混合激励式,变压器有4个绕组,其中2个是基本相似的输出绕组n3,n4,它的同名端关系如图2所示。
电路续流的路径
DC- DC变换后的整流管使用了三只:D5,D6和D7,没有独立设置续流二极管,不同于其他电源电路。D5为续流而设置的复用二极管,D6和是正激励脉冲整流二极管,D7是反激励电压整流二极管。L4是DC-DC变换后的第一级滤波电感。在正激励期间,变压器输出绕组n3经D6,L4输出电流,第一级滤波电感 L4中电流i4增大,同时,变压器自身利益的激励磁电流i1也在增大。
当正激励结束马上就进入反激励阶段,滤波电感L4中电流i4将从原值逐步减小。而变压器中也会保持励磁电流,但它是多绕组结构,励磁电流可以出现在任意一个绕组中,各电流方向以维持原磁场方向为准。如果控制当时的滤波电感电流i4>n1i1/n4,可以将变压器磁芯中的励磁电流全部转移至n4绕组。也就是电流i4流经变压器输出绕组n4,除了维持变压器磁芯磁场,尚有多余,其余量在n4与n3中按匝数比分配。此时,二极管D5马上导通,二极管D6继续导通,而二极管D7仍然截止。变压器绕组无感生电压,不放释放磁场能。随着滤波电感储能的释放,电流i4逐步减小,直至i4=n1i1/n4时,D6进入截止状态。可见D6没有被除数强迫截止,处理得当,可以消除其关断噪声。接着,变压器开始产生反激励电动势而释放储能,二极管D7开始导通,变压器的反激励电压被限制。直到变压器储能释放尽,等待下一个周期的激励。
按照这一方法处理,可以消除整流二极管D6的硬关断噪声,但变压器漏感造成的芯片激励管的硬关断噪声仍然存在,这里的辅助绕组可以起到一定的吸收作用。对于整流二极管的硬开通噪声,仍采用RC电路吸收能量,降低噪声,如图1中的R7,C10电路。
2 主要器件参数的设定
2.1 确定变压器参数
电路的正激励电压U为300 V,根据芯片的反向耐压参数和可靠性要求,反激电压设为200 V。开关周期为10μs,因此,其中正激励时间为t1=4.0 μs,反激励时间为t2=6.0 μs。按照15 W反激励输出功率计算,每一个周期里变压器储能应该达到150μJ,即Li1m2=300μJ而Lilm=U1t1,所以有:
式中:i1m为变压器初级线圈的最大电流值(单位:A)。可以算得变压器初级绕组的电感量L0应该达到4.8 mH。若该电感量取得再大一些也可以,只是反激励能量会减小,要更多地依靠正激励输出。
对于变压器初级绕组的匝数.按照40 W输出功率的要求,变压器可以采用E128锰锌铁氧体磁芯,其平均磁路长度为56 mm,中心磁芯截面积Ae1为77 mm2。这一规格的变压器为了避免磁芯出现磁饱和,初级绕组的最少匝数为:
Bmax是变压器磁芯允许的最大磁感应强度。为了达
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