设计一个具有高的镜像抑制特性的平面滤波器

高抑制滤波器在接收器和其他系统中往往是有益的，在那里必须去除掉无用信号镜像而不对所要的信号产生干扰。通过以下的简单办法，使得设计平面滤波器用于更高的微波频率成为可能。该技术依靠的是传输零点的定位，从而选择性地抑制无用的镜像。这一方法还提供了对杂散二次谐波信号的高抑制。为了说明这一技术，通过设计和制作一个小型Ku波段滤波器来加以阐述，该滤波器在计算机仿真和实测结果之间具有良好的一致性。

具有高抑制的滤波器在许多高频系统中是非常重要的模块组件，这些系统需要对无用的镜像信号进行抑制。可以通过采用交叉耦合结构来制作高抑制滤波器，其中在不相邻谐振器之间的交叉耦合产生了改善幅度衰减的传输零点。但是，采用这种方法来设计平面滤波器将需要四个谐振器，才能达到良好的衰减特性，由于有多个谐振器产生了高的插损。

通过设计传统带通滤波器来实现高镜像抑制和低插损是可能的，例如叉指型、发夹型、终端耦合以及空腔配置等。例如，空腔滤波器提供了高抑制，但往往很笨重，难以与微波集成电路(MIC)进行集成。终端耦合和发夹型滤波器微波频段最为常用，但往往还是很大，并且需要越来越多的谐振器。此外，这些带通滤波器的类型表现出不良的二次谐波信号成分。本文所提出滤波器设计方法通过最小的耦合部件利用简单的基于谐振器的紧凑结构克服了上述问题。它对传输零点有很好的控制，从而达到理想的抑制水平。

通过控制传输零点的位置是有可能设计出经济而高效的带通滤波器的。通常，这种结构在较低频率提供了低的衰减，但在某个截止频率以上增加了衰减，在无限高频率处具有零传输。为了对传输零点的工作有更好地理解，设想如图1所示的五阶低通滤波器。在无限高频率处，每个电感成为开路，而每个电容器成为短路。图1所示的滤波器在无限频率处有五个传输零点。同样，一个五阶高通滤波器在无限低频(直流)处有五个传输零点。要承认带通滤波器传输零点的数量是有所不同的，这可以通过考虑如图2所示的三阶带通滤波器来解释说明。

在直流，串联电感和并联电容没有影响。在直流，有三个传输零点。在频率无限处，串联电容和并联电感消失，并且有三个传输零点。在带通滤波器结构中，在直流传输零点的数量决定了滤波器通带以下的选择性；在频率无限处传输零点的数量决定了滤波器在通带以上的选择性。如果滤波器在直流和频率无限处有相同数量的传输零点，其传输响应是不对称的。在直流和频率无限处设计具有相同数量传输零点的滤波器是没有必要的；如果在通带以上比通带以下要求更多的衰减，那么可以设计通带响应比无限频率处有更多数目的传输零点。

除直流和无限频率处，在其他频率还可以引入传输零点，从而形成滤波器响应。可以通过增加谐振器来实现这一点，无论在通带以前或以后或是或通带的两侧，这些谐振器在所需频率处提供了传输零点。

为了说明平面滤波器设计方法的使用，将设计和制作一个滤波器的实例。设计目标是一个相对狭窄的带通滤波器，其中心在14.5GHz处，在镜像频率具有超过40dB的抑制，例如在13.0和16.7GHz。该滤波器还表现出最小通带插损。该简单结构主要是在其开口端处有两个面对面的谐振器，如图3所示。每个发夹型谐振器是中心频率的半波长，并且利用不对称馈电线进行抽头。可以利用简单公式对该抽头的位置进行计算：

通过这种形式排列的两个发夹型谐振器获得了带通滤波器的行为，这二者在结构的开口端。该谐振器是由传输线长度的电感(L1和L2)和间隙电容(S)组成的。最小的耦合间隙(其确定了谐振器的电容)比传统的耦合端或是发夹型滤波器结构控制起来要容易得多。输入和输出的抽头位置在所要求的频率增加了传输零点，从而控制抑制。图4表示了不同的结构，这些结构是作为实例滤波器以及不同结构的仿真结果如图5所示。

对结构1和2进行仿真，并加以改变来适应抽头点的位置，而采用增加谐振器之间间隙的宽度来对结构3进行仿真。图5的仿真表示了随着输入和输出之间失调的增加，两个传输零点看起来接近通带，在通带附近提供了高选择性。然而，这可能导致过耦合条件。由抽头位置所造成的，除耦合效应外，耦合间隙S还影响了两个谐振器之间的耦合。从图5的仿真，可以看到耦合间隙的增加导致了更好的品质因数(Q)。因此，为避免过耦合条件，应慎重选择抽头位置和间隙大小。一旦确定了抽头位置，对所要求的滤波器响应，耦合间隙(S)能得以优化。

在氧化铝陶瓷基板上制作原型滤波器，其具有介质常数9.8和10mil的厚度。采用来自安捷伦科技公司的计算机辅助工程