高边和低边电流检测技术分析

时间：01-17 来源：21IC 点击：

图3：实现传统高边电流检测的电路。

配置为差分放大器的运放A1能很轻松地处理1V共模电压。但Vsense(100mV)同样也被缩小了10倍，因此在差分放大器A1的输入端检测电压只有10mV。为了提供要求的2.5V满刻度电平，还必须引入第二个放大器A2，并设置为250倍的增益。

值得注意的是，A1的输入偏移电压无衰减地出现在其输出端，同时出现在A2输入端，然后被放大250倍。由于这些偏移电压是不相关的，它们在A2输入端可能整合为一个平方根和(RSS)，并形成等效偏移电压。假设两个运放都有1mV的输入偏移电压，那么等效偏移电压为：

其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压。

因此由上述公式可以得出A2输出端仅由输入偏移电压所引起的误差电压为：

250(1.4mV) = 350mV

这样，运放偏移电压造成了14%的系统误差。
电阻比失配对CMRR的影响

第二个主要的误差源，是来自与放大器A1的电阻臂相关的公差。A1的CMRR很大程度上取决于电阻增益设置臂R2/R1和R4/R3之比值。两个臂中电阻比值即使差1%，也会产生90μV/V的输出共模增益。

使用1%公差的电阻时，电阻臂比值最大变化为±2%，相当于最坏情况下3.6mV/V的共模电压误差。这样，10V的输入共模电压变化将在A1输出端产生高达36mV的误差(电阻臂变化1%时的误差为0.9mV)。36mV的误差显然是不能接受的，因为它将导致增益为250的A2出现饱和！即使电阻臂比值变化1%也会产生放大的误差电压0.9mVx250=225mV。

总误差

总误差等于A1输入偏移电压、A2输入偏移电压、以及由电阻精度引起的误差电压的RSS总和。如上所述，电阻%1的精度变化加上10V的共模电压变化本身就会产生最大36mV的误差，并使A2饱和。假设电阻臂R2/R1和R4/R3之间的比值只变化1%，输出误差也将高达0.9mV。因此总的RSS输入误差电压为：

其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压，VOS_MISMATCH是由于电阻臂比值1%的变化引起的输入误差电压：

即使我们忽略温度变化，由于放大器A1和A2的偏移电压以及电阻臂比值1%的失配引起的总误差也可能高达1.67mVx250=417.5mV，是满刻度输出的16.7%。换句话说，417.5mV误差电压看上去像是417.5mV/25 = 16.7mV的输入偏移误差，这显然是不可接受的。

总误差可以通过使用更高精度的电阻(0.1%)、或具有更好偏移电压规格的放大器来缩小。但这些措施将进一步增加本来就已经包含了众多元件的系统的成本。

另外，即使没有负载，电阻分压器R4/R3和R2/R1也提供了电源电流到地的流通路径。这种到地的低共模阻抗在电池供电设备中很关键，因为电阻路径中的漏电会迅速泄漏电池能量。

专用高边电流检测放大器
综上所述，理想的器件不仅要能检测较高共模电压上的电压，而且要具有非常好的CMRR和低输入偏移电压。图4中基本的高边电流检测放大器(CSA)已经能以IC的形式买到，并采用小型封装以最小化电路板尺寸。生产这种IC时使用的高压制造工艺允许它们即使是在低至2.8V电源电压下工作也能处理高达80V以上的共模电压。

图4：包含这些基本元件的集成高边电流检测放大器。(负载、电流镜像、缓冲器)

电流流经图4中的检测电阻会产生一个很小的差分电压，该电压必定通过增益电阻RG1。而(正比于检测电压的)这个电流被镜像和处理后提供以地为参考的输出电流，从而完成从高边的理想电平偏移。这个电流输出可以通过流经一个电阻或电压缓冲器而转换为电压。

美信公司的这个高边CSA具有以下一些特性：该芯片有非常高的共模输入阻抗，最小的输入偏移电压，低于1%的精度指标和典型100dB的CMRR。这些特性为传统高边CSA中常见的问题提供了高性价比的解决方案。其小型封装(2.2mmx2.4mm SC70，3mmx3mm SOT，1mmx1.5mm USCP等)使电路板尺寸得以保持最小。

这些高边放大器可以适合众多应用中的低成本电流检测使用，每一种放大器都针对特定应用作了优化。例如，MAX4372、MAX9928/29和MAX9938适合电池供电的设备，而MAX9937和MAX4080非常适合工业系统，MAX4069和MAX9923则是需要超低偏移电流应用的最好选择。由于不使用低边电流检测方案，所有这些IC有效地避免了地弹电压和短路检测功能缺失的问题。

编辑：博子

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