WCDMA分布式基站低噪声放大器电路设计

引 言

LNA用于接收机前端电路，主要用来放大从天线接收到的微弱信号，降低噪声干扰，其噪声指标直接影响接收机的灵敏度，而灵敏度是通信接收机的关键指标之一，所以LNA电路设计的优略对于接收机性能至关重要，且在商业应用中，数字通信技术的发展对无线基站用LNA电路提出了更为苛刻的要求。

1 LNA电路的基本理论

LNA电路的主要技术指标有噪声系数(FN)、增益、工作频带、输入／输出驻波比和增益平坦度等，其中FN和增益对接收机性能的影响较大。

设计LNA电路时，在保证电路绝对稳定，避免产生自激振荡的情况下，尽量降低放大器的FN。对于绝对稳定的晶体管，可以按照最佳噪声匹配得到最低的FN；对于条件稳定的晶体管，要优先考虑稳定性因素。完成匹配后的放大器，要对稳定因子进行测试，在全频段内，要求稳定性因子μ>1。

为保证低噪声性能，通过电抗滤波器提供偏置电压或电流，而不用电阻偏置电路，以避免将电源噪声和偏置电阻的热噪声引入到射频通道。

另外，良好的阻抗匹配设计能够提高电路传输能量，提高系统增益，改善驻波特性，增强系统稳定性，降低噪声等，在设计LNA电路时，应根据不同的性能需求选择不同的匹配方式。

2 LNA电路的设计

2．1 器件的选择和级数的确定

设计LNA电路，首先要选择FN小的放大管。从目前的种类和应用来看，Si和SiGe类低噪声晶体管的FN要高一些，好的可做到0．7 dB左右，FN稍高的为砷化镓材料器件，FN最低的为增强型PHEMT(E-PHEMT)器件。本设计选用Agilent的ATF-54143，该放大管为E-PHEMT器件，此类器件具有较优的射频特性。

本文的LNA电路要求实现增益(30±1)dB，FN<1 dB，输入／输出的驻波小于1．5，OIP3>30 dBm，采用两级LNA电路级联构成。为了保证LNA电路端口驻波、放大器的稳定性和足够大的增益，前级电路采用平衡式结构，后级电路主要考虑端口驻波、线性和稳定性。LNA电路结构框图如图1所示，射频信号从耦合器1脚输入，功率平均分配到2脚和3脚，但是3脚的射频信号相位比2脚相位滞后90 °。如果上下两路LNA性能以及单板布局完全相同，那么两路LNA的反射系数也完全相同，且下支路的输入反射波相位仍然比上支路的输入反射波相位滞后 90°，即假设上支路的反射波相位为0°，则下支路反射波的相位为-90°。两路反射波经过3 dB耦合器到达1脚，上支路的反射波相位为θ°(假设1脚输入口和2脚耦合口之间的相移为θ°)，下支路的反射波到达1脚后，相位变成θ-90°-90° =θ-180°，因此两路反射波在1脚完全抵消，从而保证Input输入驻波非常小。



同理可以分析输出端耦合器1脚输出驻波性能非常好，且输入／输出的反射波都消耗在两个50 Ω电阻上。采用平衡式LNA的最大好处是可以保证LNA单管在最佳噪声匹配的前提下获得非常优良的驻波性能。

2．2 器件的稳定性

S参数仿真表明，ATF-54143在低频和高频下都容易自激，本设计采用在输入口和输出口分别加电容(或电感)和电阻串联到地的方式，形成低频端吸收式负载和高频端吸收式负载。稳定性改善后的μ稳定性因子如图2所示。



2．3 直流偏置电路的设计

直流偏置电路由SIEMENS的BCR400W及外围器件组成，提供放大管恒定的工作电流，以稳定其DC工作点。现以电流增加时的闭环控制过程为例，给出恒流控制电路原理图如图3所示。



场效应管的漏极电流上升→BCR400W的4脚电位下降→BCR400W内部控制三极管Q的截止程度加深→BCR400W的2脚电位偏负→场效应管的栅极电位偏负→场效应管的漏极电流下降。

通过对ATF-54143的I-V特性和直流仿真，选择其典型的静态工作点Vds=4 V，Ids=60 mA。

2．4 输入／输出匹配网络的设计

首先，通过器件模型得到图4所示的放大器单管在上述偏置条件下输入／输出的阻抗特性和最佳噪声反射系数TOPT；然后，通过Smith圆图辅以源、负载稳定判别圆、等增益圆和凡圆等使用集总参数元件粗略确定匹配网络如图5所示。再用ADS进行仿真优化，结合微带单枝节等分布参数元件得到较为精确的网络参数，满足LNA的性能指标，最后确定最终微带尺寸及选用特定模型的电感电容代替优化后的电感电容，前后级根据设计目标分别匹配。







因为基站性能指标对所用各器件的离散性指标要求极高，故此LNA的设计采用了Murata公司的高精度电感电容进行匹配。为了保证良好性能，PCB板材选用Rogers的RO4350。

2．5 仿真结果

单级LNA电路仿真原理图如图6所示。

在工作频段内进行仿真和优化，平衡式LNA电路的FN和S参数如图7所示。