基于自激推挽式小型化二次电源的设计

式中，U为施加在绕阻上的电压幅值U=15(V)，Np为绕组匝数；Ae为磁芯面积0.125(cm2)；考虑到磁通饱和因素的影响，工作磁通密度B只取饱和磁通的0.6倍，即B=0.6×Bm ≈2000Gs；f工作频率可由MOSFET的开启时间和关断时间求出，本文设计的开关电源的频率为95kHz，根据以上参数可以计算出原线圈匝数：

Np1=Np2=16(匝)

辅助绕组Nb1、Nb2的计算：

计算功率开关变压器两个辅助绕组匝数时，应该考虑在输入电压最低时，输出应大于MOSFET的开启电压；同时还要能够保证在输入直流电源电压最高时，MOSFET的漏极峰值电流和电压不能超过它的最大额定输出电流和所能承受的最高漏一源击穿电压。为了减小两个MOSFET在Ugs上的不一致所造成的影响，必须分别再串联一个补偿电阻Rb1和Rb2。为保证电路的对称性Nb1=Nb2，这样一来，功率开关变压器基极绕组的匝数Nb1和Nb2可表示为：

式中Ub1为栅极绕组上的感应电动势，约等于启动点的电压，Dz取3V的稳压二极管，可以计算出：

Nb1=Nb2≈5(匝)

次级匝数Ns1和Ns2可由下式确定：

Vo为输出电压，Vmin为最小输入电压取14V，VD为整流二极管的导通压降，取VD=1V，代入上式可得输出为±10V时：

Ns1=Ns2≈13 (匝)

经公式计算出的变压器匝数只能作为参考值，必须经过反复实践变压器匝数才能确定，经过反复实验，本设计的电源Np1=Np2=20(匝)，Nb1=Nb2=7(匝)，Ns1=Ns2=16(匝)时，电源效率较高，因此变压器绕制时原线圈40匝中心抽头，辅助绕组14匝中心抽头，次级线圈32匝中心抽头。

2．4 输出整流滤波电路

本设计选用了全波整流电路，全波整流变压器输出功率的利用率为100％，输出直流电压中的纹波较低。选择输出整流二极管时不仅要考虑耐压值要合适，还要满足开关特性好、反向恢复时间短的快恢复二极管；电容的选取不仅参考其电容值，还要考虑其耐压值要高。

3 电源工作状态测试结果及结论

对所研制的电源进行了测试，两开关管G和D端的波形分别如图4.1和4.2所示。

自激推挽式二次电源完全靠Royer电路工作，自振荡频率会自动调节到最佳效率，可以避免磁芯的深度饱和，减少EMI辐射，电源效率可达到80％以上。而且通过合理选择功率开关和整流二极管，电路总的输出阻抗就可以足够小，在输入电压稳定的条件下，输出就足够稳定，而没有必要再进一步稳压。因此电路结构简单，电子元器件较少，是电源电路小型化的首选方案。

该电源已获得了应用，在实际工作中，性能稳定，可靠性高，抗干扰能力强。