D 类提高音频放大器的效率

引言

　　尽管D 类放大器推出已经有一段时间了，但许多人仍不理解D 类放大器工作的基本原理，也不明白其为什么会提供更高效率。本文将解释脉宽调制 (PWM) 信号是如何创建的，以及说明您听到的是音频频率而非PWM波形的开关频率。本文将详细说明输出PWM波形为什么比输出线性波形效率高很多，还将说明为什么某些D类放大器要求LC过滤器，而某些则不需要。

B> D 类输出信号 (PWM) 如何包含音频信号？

　　TPA3001D1结构图（见图1）有助于解释PWM信号是如何形成的。首先，模拟输入D 类采用前置放大器获得输入音频信号，并确保差动信号。随后，积分器级 (integrator stage) 可低通过滤音频信号以实现抗失真与稳定性。音频信号而后与三角波相比较，以创建脉宽调制 (PWM)信号。门驱动电路系统采用 PWM 驱动输出FET，其将在输出端创建高电流PWM信号。

　　图2显示了典型的PWM信号是如何从图1中的比较器功能块形成的。可将音频输入与250-kHz的三角波相比较。当音频输入电压大于250-kHz三角波电压时，非反相比较器输出状态为高，而当250-kHz三角波大于音频信号时，非反相比较器输出状态为低。非反相比较器输出为高时，反相比较器输出为低；而当非反相比较器输出为低时，反相比较器输出为高。平均 PWM非反相输出电压V_OUT+(avg) 为忙闲度乘以电源电压，此外D表示忙闲度，或"开启"时间t(on) 除以总周期T。

V_OUT+(avg) = D * Vcc (1)

D = t(on) / T (2)

反相输出的忙闲度V_OUT- 与V_OUT+为1。如输入只有一半，则V_OUT- 与V_OUT+1的忙闲度为0.5。

V_OUT-(avg) = (1-D) * Vcc (3)

　　TPA3001D1与TPA3002D2均采用 TPA2005D1中无过滤器的调制方案。利用这种调制方案，正输出V_OUT+ 与典型D 类PWM 相同，但负输出V_OUT- 并不完全与 V_OUT+ 相反。在这种情况下，就有两个比较器，并且正积分器输出与三角波相比较可创建 V_OUT+ 的 PWM，而积分器的负输出则与三角波相比较则可创建V_OUT- 的 PWM。图3显示了用于无过滤器调制方案的比较器输入与PWM输出，这里我们假定音频信号为dc电压，因为音频信号的频率比250 kHz的三角波低很多。图3还显示了差动输出电压。

　　图4显示了带有20 kHz 音频输入信号的TPA3001D1 PWM输出。请注意忙闲度是怎样随输入电压增加而增加的。

　　PWM波形中的音频信号在频域中要容易发现得多。PWM信号由输入频率、开关频率以及开关频率加边频带的谐波构成。图5显示了振幅对输入的频率、PWM输出以及经过滤的输出。图5还显示了音频信号如何从PWM中通过低通过滤提取出来。已过滤的输出具备1 kHz正弦波频率组件，任何作为失真出现于音频带中的1 kHz谐波，以及任何从开关频率中遗留的纹波电压。扬声器不能复制开关频率及其谐波，即便扬声器可以复制，耳朵也听不到。如果将经过滤与未过滤的PWM信号都直接发送给扬声器的话，听者不会发现图5中二者间的差别。

D 类放大器的效率如何？如何计算效率？

　　线性放大器可为所需的输出电压提供定量的电流。在桥接式负载 (BTL) AB 类放大器中，电源电流与输出电流相等。D类放大器是一套采样系统，可在给定周期向负载提供定量功率。D 类放大器输出脉宽调制 (PWM) 信号，并使用去藕电容器与输出过滤电感器 (filter inductor) 或扬声器电感（对于无过滤器调制而言）作为能量存储元素，从而能从电源向负载提供定量的功率。PWM信号在电源轨之间进行输出电压切换，从而在输出晶体管上实现极低的压降。与此相对，AB 类输出 FET 将大多数时间花在电源轨的活动区域，从而导致大量的功耗并进而使效率低下。

　　理想的D 类放大器效率为100%，因为其目的是从电源向负载提供相同量的功率。D 类放大器理想的MOSFET应为，在"开启"rDS(on) 状态的漏极到源极电阻应为零，在"关闭"-rDS(off)状态的漏极到源极电阻应为无限大。不幸的是，所有的MOSFET其rDS(on) 状态下都不为零，而rDS(off) 状态下电阻都是有限的。rDS(on) 与 rDS(off) 产生的功率损耗称作传导损耗。由rDS(on)、rDS(off) 与输出负载或扬声器 RL形成分压器。rDS(off) 的值足够大，因此在计算效率时可忽略。图6显示了采用rDS(on) 与RL的分压器。

方程式5给出了计算效率的方程式，即输出功率与供应功率之比。过滤电感器或扬声器电感（对于无过滤器调制而言）能保持高频率