双变流器补偿式UPS控制研究

 图3　双变流器串并联补偿式UPS控制系统电路结构

式中，i1d，i1q为变流器桥端输出电流i1(a，b，c)在同步旋转坐标系下的d、q轴分量，同理Vcd，Vcq为变流器电网输入电压Vc(a，b，c)的d、q分量，V1d，V1q则为控制量(即变流器桥端输出电压)。可见串联变流器桥端输出d、q轴电流除受控制量V1d，V1q的影响外，还受解耦电压ωL1i1q，ωL1i1d和串联变流器输入电网电压Vcd，Vcq的扰动影响。因此，在控制系统中引入解耦电压反馈和输入电网电压前馈，以消除它们对系统的扰动影响。

根据式(1)、式(2)可以构成如图2所示的电网输入电流控制系统。检测三相ABC系统的负载电压VL(a，b，c)、负载电流iL(a，b，c)和电源电压Vs(a，b，c)，作为电源电流指令生成模块的输入。经三相静止到两相同步旋转坐标变换(ABC／dq)和低通滤波器LPF后得到与基波交流分量对应的直流分量VLd，VLq，Ilq,Isd,Vsd,Vsq。

忽略电池充电功率和系统中电感、电容、开关器件的功率损耗，由系统功率平衡可知：
 

　　　
则有:

式中：Psdc为交流电源输入功率；PLdc为负载有功功率；V s1为输入电源电压的基波幅值，

　　若考虑系统中的功率损耗，则需在I* s1中附加一增量ΔIs，其由直流母线电压调节器Gd(s)产生。指令电流I* s1反映了负载所需有功功率的大小，此值除以串联变压器变比Ns后作为串联变流器VSC的d轴电流控制指令。由于不希望电网电流中包含无功分量，因此q轴电流控制指令I* 1q=0。电流调节器Gc(s)的输出结合解耦电压反馈和电网电压前馈合成控制量V1d,V1q经两相同步旋转到三相静止坐标变换(dq／ABC)后生成三相调制电压V1a,V1b,V1c。分别与三角载波Vtr进行比较，以获得串联变流器的PWM开关控制信号，使电源电流is跟踪i*s，则可实现作为正弦电流源的串联变流器对电源电流的控制功能。

区别于高频PWM整流器，由于串联变流器的输入电网电压考虑了较大的谐波成分，因此框图中的电流调节器Gc(s)采用PID控制器。加入微分作用从而允许系统具有较高的开环增益，以提高系统的相应带宽和相角裕度，从而增进系统的稳态精度和动态响应。

3.2、输出电压的控制

控制并联变流器VSI作为基波正弦电压源运行，输出与Vs1同相的额定值正弦波电压VR，则可以实现负载电压的要求。其控制框图如图2所示，采用基于同步旋转坐标系下的电压电流双环控制方案。令并联变流器VSI经并联变压器TP后的输出电压、输出电流为V2(a，b，c)，i：。。，i2(a，b，c)，负载电压为VL(a，b，c)，输出补偿电流为i3(a，b，c)，则由图3可得到三相静止ABC系统电压、电流平衡方程式为:

　　利用三相静止到两相同步旋转坐标变换关系，可得到两相旋转坐标系电压、电流方程式:

由式(6)、式(7)、式(8)、式(9)可以构成如图2所示的并联变流器电压电流双环控制系统。其中电压外环指令V* Ld=VR,V* Lq=0，而内环电流指令i* 2d，i* 2q取自电压调节器Gv(s)输出、补偿电流前馈及电容电流交叉解耦电流之和，经电流调节Gi(s)作用后，结合负载电压前馈及电感电压交叉解耦电压输出并联变流器控制量V2d和V2q。控制量V2d、V2q经(dq／ABC)变换后生成三相调制电压V2a,V2b,V2c，分别与三角载波Vtr进行比较，以获得并联变流器的PWM开关控制信号，使负载电压VL跟踪V* Ld，则可实现作为正弦电压源的并联变流器对输出电压的控制功能。

根据以上控制策略，由于串联变流器受控为基波正弦电流源，电源电流is为与电源基波电压同相的正弦有功电流，从而使得非线性负载中的无功和谐波电流经并联变流器得到补偿。同时,并联变流器受控为基波正弦电压源，使负载输入电压VL为与电源基波电压Vs1，同相的正弦波额定电压VR，从而使得电源电压中的谐波与基波偏差经串联变流器得到补偿(或隔离)。

3.3、重复控制的加入

众所周知，重复控制理论是根据生产过程控制的实际需要而提出来的控制系统设计理论。由于重复控制将上一个基波周期前的误差用于当前控制量的合成，对周期性扰动具有良好的抑制能力，逐周期减小了误差，使得逆变器的输出电压逐周期地得到修正，稳态时具有很好的波形质量。所以我们在并联变流器的控制中采用了电压电流PI双环加上重复控制来控制并联变流器输出电压的波形质量。控制策略框图如图4示。