分享用于LED照明应用的初级侧调节反激技术

        本文描述了针对LED照明的高功率因数反激式转换器，可实现所有这些特性并且能够使用基于可控硅（TRIAC）的标准调光器来进行调光。

        I. 反激基础

         对于最高约100W的隔离电源，反激式拓扑已被广为接受，因为它相对简单，构成元件少，具有成本效益优势且性能合理。借助飞兆半导体应用手册AN-4137，其基本工作原理简单并易于解释。当MOSFET Q1导通时，变压器T1初级端中的电流线性斜升，建立了一个储存能量的磁场，变压器绕组的极性点显示极性满足条件以致次级端整流器DRect在此期间关断。一旦MOSFET断开，根据楞次定律(Lenz's law)，跨越变压器的所有电压的极性反转。DRect现在开始导通且储存在T1中的能量传送到电容器CFilt中。PWM控制器的占空比(Duty cycle)和变压器圈比一起决定输出电压，其在隔离反馈网络的帮助下是稳定的。因为初级和次级之间的不完全耦合，即漏电感的存在，网络DCL、CCL 和RCL钳位电压突升。这对于减少Q1的电压应力是重要的，但同时也是功率损耗的一个来源，因为RCL中的能量被消耗了。

图1. 基于反激式工作的SMPS简化原理图

          通常情况下，开关电源能够以两种不同的模式工作：不连续导通模式(discontinuous conduction mode ，DCM)，MOSFET仅在二极管DRec中的电流下降到零后导通；以及连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)，其在仍有电流流过DRect时导通。有时会提到第三种模式：转换或临界导通模式(boundary conduction mode ，BCM)，在二极管电流为零后，MOSFET总是立即导通。顾名思义，此模式介于DCM 和CCM模式之间。

         II. 准谐振工作

         反激式转换器到目前为止就是一个所谓的硬开关转换器。其意思是在漏电流较高时MOSFET断开，在漏电压较高其接通。因为在每个开关周期里，下降/上升电流和上升/下降电压交迭，它们的结果是不可忽略的，每次转换有相当大的称作开关损耗的功率损耗。在一个DCM反激中，在MOSFET导通时无电流流过，但MOSFET的固有电容CDS必须放电，并且储存在此电容中的能量必须消耗。如果还记得，储存的能量为0.5xCDSxVDS2，很显然，以尽可能低的VDS 接通MOSFET是有利的。

          在以DCM模式运行的硬开关反激中，可以注意到在能量被完全传送到次级且变压器去磁之后漏电压会发生振荡。此振荡由变压器初级端电感Lp和MOSFET的漏源电容CDS引起。准谐振拓扑监控漏极波形并检测此振荡的最小值以接通MOSFET。使用此方法，开关损耗减少了并且可以通过提高断开时VDS使其进一步减小，代价则是提高VDS增加了MOSFET的成本。

          无需探究得更详细，可以这样说，传统QR开关具有负载减少时开关频率增加的缺点，因为开关与变压器去磁同步。 (负载)电流水平越低则后者发生越快。通过QR开关，即使开关损耗本身减少了，低负载水平下的高频率工作在这些条件下会破坏损耗平衡。

图2：准谐振开关

          因此，先进的QR控制器使用改进的机制来检测最小漏电压。例如FAN6300A具有一定的最小时间8μs，在此期间同步电路禁用。只有这段时间过去后，下一个漏电压最小值才被检测。结果是检测漏电压振荡的第n个最小值，而不是第一个最小值。在减小反馈水平也即减少负载条件下，如果此最小的停止时间增加了，甚至有可能降低开关频率和减少负载电流，带来极佳的低负载电流效率。

         III. 初级端调节(PRIMARY SIDE REGULATION，PSR)

         由于它们相对恒定而温度和生产参数决定导通电压，LED应该由恒定电流驱动。这通常由某些电路来实现，如图1简化原理图所示，对输出电流进行取样和放大来驱动光学隔离反馈网络，实施此电路的标准方法是使用需要额外稳定工作电压的运算放大器，这使得次级端设计显著复杂化。除去这一点，观察光耦合器在典型镇流器应用中的表现，这种器件在温度升高的情况下使用寿命会缩短。

        一个机制是忽略复杂的次级端电路并延长使用寿命，因为在所谓的初级端调