电流控制模式多路输出开关电源的研制

    当负载变化时，例如load↑→Uo↑→Uref↓→UKA↓→(Uo－UKA)↓→光耦原边i↓→光耦副边三极管Uce↑→PWM比较器反向输入端Ue↑→D↑→Uo↑；可见负载增大，电源自动调节占空比，使输出稳定，反之亦然。

    当输入电压升高时，即Ui↑→(Ui/L)↑→Uo↑→PWM比较器正向输入端Ucs↑→D↓→Uo↓；可见输入电压波动是前馈调节，速度快，当然输入电压的变化也会影响输出，产生误差进而调节，这样线形调整率更佳。

    当调整RES3改变输出时，例如RES3↑→（R14＋RES3）↑→Uo↓→(Uo－UKA)↑→光耦原边i↓→D↓→Uo↓；可见其与负载变化调整情况相反，调大RES3是降低输出电压，占空比随之减小，从而稳定输出。

3    高频变压器的设计

    高频变压器是开关电源的关键，其决定着电源的性能，本电源的参数：＋5V/4A，±12V/1A，Po=45W，η=80％，DN=25％。

    设计选用EI型的铁氧体铁芯R2KB，常温时最大磁感应强度Bm=0.5mT，磁芯的有效截面积：Sc=125mm2。N1～4分别为输入、＋5V输出、馈电、±12V输出绕组匝数，Ui=300V为输入直流电压，UD为二极管导通压降取0.7V，DN=25％为额定占空比。

    1）变压器匝比

    n=（1）

    将DN，Ui，Uo=5V代入式（1）得n=0.057。

    2）原边绕组电感

    L=（2）

    将DN，Ui，T=1/fosc=1/50×103=20μs，Po，η代入式（2）得L=1mH。

    3）原、副边绕组匝数

    N1=（3）

    将ΔB=0.15T(为了防止磁芯饱和，取ΔB<Bm)，Sc=125mm2代入式（3）得N1=80匝，则

    N2=N1n=4.6，取5匝，

    又馈电绕组和副边绕组同时导通，且稳定电压为13V，则

    N3=(13＋UD)=12匝，

    N4==12，考虑到三端稳压器的损耗故取15匝。

    4）磁场气隙

    δ=（4）

    将数据代入式（4）得出δ=1mm。适当的气隙可防止变压器饱和，但过大又增加了变压器漏感，所以应该折中选择，本设计的EI磁芯，单边可取δ/2，实际中我们取0.5mm。

    5）绕制技巧

    原边绕组分二层绕，先绕原边40圈，再把馈电绕组、输出绕组绕在一层，最外面还是原边绕组，层与层之间要加绝缘胶带，这样的绕制方式可有效降低变压器漏感。

4    实验结果

    图5所示为高频变压器原、副边波形，由图5可见工作周期是20μs，原副边是以同名端作为示波器的正端的。图6所示为输出滤波电感的波形。

图 5    变 压 器 原 、 副 边 波 形 （ " 2" 为 原 边 ， " 1" 为 副 边 ）

图 6    输 出 滤 波 电 感 的 波 形

5    结语

    电流型PWM控制技术可以使开关电源获得优良的性能指标和较高的可靠性，控制器UC3842具有开关频率高，外围电路简单，成本低，特别适合于自动化仪表使用的单端小功率电源。