一个200W 开关电源的功率级设计总结

确定功耗的方法与BR1和D1的方法相同。

再次，每个二极管使用的散热器热阻不超过20℃/W。

5、 DC/DC 变换器

如图所示的Buck 变换器工作在连续模式，由一个简单的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。因为开放集电极输出，使用一个由Q211/212 组成的驱动器来驱动P沟道MOSFET。通过Q209，D223和L6的峰值电流是6.3A。功耗差不多很容易被确定了。结果是∶器件需要的散热器的热阻不小於25℃/W。

由於肖特基二极管的快速开关，寄生振荡激烈，必须采用RC 网络R246/C250和R247/C249 抑制。虽然在文献中有很多如何确定这些网络值的等式，经验显示计算值仅仅是实验优化的一个初值。原则上，使用相容在一个FYP2010中的两个二极管是可能的，但在这种情况下，每个封装的功耗加倍了，散热复杂了。另一个用两个二极管代替一个的理由是，即自驱动同步整流器（未列出）准备的PCB 需要两个单独二极管。

图5∶待机电源示意图

6. 待机电源

由FSD210B 驱动的flyback 电源（图5），不仅产生5v输出电压，而且也给FAN4800和FAN7382供电。通过OC2，主电源在待机期间是完全关闭的，只有这个电源仍然工作。

通常这种电源没有什麽特别的，而且可以很容易地在AN-4137和相关电子数据表，或SMPS 设计工具[3]的帮助下进行设计。

实际设计的输出电压是5V，电流是0.3A，但有了上述工具，改变设计到一个不同输出电压和功率高达约6W，并不是一个问题。由於使用FOD2711BTV，输出电压下降到3.3V 也不是问题。

7. PCB 布局和机械构造

在文献［4］中可以找到功率电子布局规则，谈到高di/dt 的回路封闭区域和高dv/dt 节点的铜箔区域必须尽可能小，旨在减少电磁干扰。另外，Q1的源引脚，R233接地，R5右侧和FAN4800 接地引脚应该连接成星形，以减少共阻抗耦合的负面效应。

实际中的问题有∶对於较高输出功率，PCB会较大；功率半导体必须放置在大散热器上。结果是，往往不可能使回路小到应该达到的值，同时结合电流密度规则，布线和星形的铜芯面积会破坏完整的电路板。因此，一种高功率电源PCB有时是一种妥协，尤其是考虑成本须选择单面PCB。

图6∶最终完成的电路板的布局和实照。尺寸是170毫米×156毫米×25毫米（长×宽×高）

如果密切留意实际的电路板，你会发现一些不太重要的信号走的路线不一定是最短路径。这允许仿效星形连接的大型接地平面。此外，接地平面和热信号之间的间隔应尽可能小（考虑可靠性，对於给定电压，间距约2mm），以使回路最小。
其次是成本因素，由一个2mm 厚铝板组成的简单散热器，被弯曲成‘U’形，并被应用到初级和次级。只有Q1，消耗更多功率，需要一个额外的散热器。

8. 测试结果

本电路板有一份详细的测试报告。这里显示了三项测试结果。

8.1 待机电源和输入电压

图7∶待机功率对应输入电压变化

见图7
8.2 全负载效率和输入电压
见图8

图8∶效率对应输入电压变化

输入电压大於110VRMS时，效率远高於预计的81％。对较小的电压，数据可通过一个低阻抗EMI滤波器和去除NTC1提高。

8.3 功率开关和二极管波形
见图9

图9∶Q212漏电流和电压

图9 的左侧显示Q212 的漏极电流（下迹线）和电压（上迹线）。从电流看来，CCM中的PSU工作是很明显的。该漏极电压被很好地箝制在直流电源电压，当MOSFET关闭时。变压器去磁化之後，电压开始下降。斜率由变压器激磁电感和MOSFET 的CDS确定的谐振值决定。当MOSFET 导通时，漏极电压有机会接近最低值，但由於励磁电感的高误差（+/-30％）这可能因不同电路板而异。
图10 的二极管波形清楚地显示了当二极管关闭时的寄生振荡。

图10∶D219电流和电压