高速无线通信系统设计中的混频器和调制器

输出频谱的另一个关键部分是LO泄漏或直流偏置和载波抑制。隔离会影响混频器的这种功 能，直流偏置是表示混频器不平衡的量度。此规格在I/Q调制器和解调器中特别重要。由于I/Q调制器和解调器本身就是两个混频器，因此这些混频器的部分不 平衡受两个内部混频器之间的增益差或偏置差影响。

具体来讲，对于采用这些调制器和解调器的零IF系统，由于泄漏在信号带 宽内，因此直流偏置（载波抑制）会降低性能。混频器输出端的直流偏置将位于LO频率，根据直流偏置的不同，如果器件内的不平衡足够高，直流偏置会影响错误 （式13）。因此，如果1VRMS信号有10mV的直流偏置，则：

　　CS = –40 dBc （14）

　　LO驱动电平

LO驱动电平是混频器中需要设计工程师严密考量的一个规格。系统LO的可用输出功率可能限制设计中的混频器选择方案。驱动电平不足会降低总混频器性能。 驱动电平过高会降低性能，同时损坏器件。与无源混频器相比，有源混频器所需的LO功率往往较少，并且LO功率范围具有更高的灵活性，可获得完整的混频器性能。

混频器拓扑

混频器分为无源混频器和有源混频器。无源混频器采用二极管和无源器件进行混频和滤波。无源混频器一般具有更高的线性度，但变频损耗或噪声较高。此外还有单平衡混频器和双平衡混频器。单平衡混频器具有有限的隔离，而双平衡混频器的端口间隔离好得多，并且线性度更高。

大部分人都熟悉基本的肖特基二极管双平衡混频器。这种混频器是性能最高的混频器之一，仅需要输入端的一些匹配良好、低损耗的平衡-不平衡变换器和具有四 桥配置的二极管。为了获得更高的隔离，输出信号在输入信号端口（非LO）被分出。肖特基二极管的低Ron和高频性能使得这种混频器成为理想之选，不过它有 一个不足：需要高LO功率。我们拥有各种有源混频器选择方案，包括双极结晶体管（BJT）和FET混频器以及可创建真正的乘法器，从而提升隔离和偶次谐波的吉尔伯特单元拓扑。吉尔伯特单元拓扑是到目前为止最受欢迎的有源混频器设计。

虽然这些混频器可以提供极高的性能，但是我们仍然需要滤波和多个IF级从需要的输出中消除镜像。镜像始终距离需要的IF信号2IF，以便低IF 端的滤波得到更多的抑制。由于可调谐系统的复杂性越来越高，滤波器必须跟踪LO以维持性能。这种系统可能需要多个级和滤波，以便彻底消除较高IF的镜像。采用IRM时，我们可以通过相位抵消实现境像抑制，而不采用滤波或多个IF级。设计从正交IF混频器开始进行。这种混频器整合了两个双平衡混频器、一个 90°分流器和一个零度分流器。要实现IRM的功能，只需要在IF端口后面添加一个90°混合电路，以分隔镜像和实信号，使镜像输出终止或用于进一步的处 理（图4）。　

图4：镜像抑制混频器在接收器中最受欢迎。它可以通过相移去掉和频或差频产物，产生单个输出，而不需要滤波。LO进行90°相移，产生同相和正交相位信号，与输入的RF信号进行混频。然后混频器输出互相进行90°相移，从而去掉部分产物。根据上文的讨论，这种设计内部的两个混频器可能不匹配，因为在需要的IF输出端口出现了一些下变频镜像。镜像抑制是所需IF与同一端口的输出端的镜像之比。为提高IRM的性能，良好的抑制匹配是关键的设计参数。　　

图5：单边带上变频器或调制器用于发射信号链中。此过程类似于接收信号链的镜像抑制混频器（图4）。基带（BB）信号被施加到同相（I）和90°相移（Q）混频器，并与分成90°相移分量的LO信号进行混频。增加了混频器输出，单个产物或边带为RF输出。

至于上变频，我们有SSB混频器或I/Q调制器。在SSB IRM中，镜像和有效输出现在是这种拓扑结构中的输入，RFIn是RFOut。图5通过BB（基带）输入频率或发射通路中的IF信号简化了这种配置。式 15-21显示这种SSB或I/Q调制器如何抑制或减少镜像。

BB I = Asin（ωmt） （15）

BB Q = Acos（ωmt） （16）

LO通过分相电路施加一个CW输入时：

LO同相 = sin（ωct） （17）

LO正交 = cos（ωct） （18）

因此，通过三角恒等式，以下部分整合到RFOut的功率合成器中（式19和式20）。从这里我们可以看出， 去掉了上边带（ωc + ωm）器件（USB），而只保留了最低有效位（LSB）。输出为：RFOut = RFIn-phase + RFQuad-phase = Acos（（ωc – ωm）t） （21）

显然，这是一个理想的SSM，其电路中不存在不平衡。但是，在真实世界中，BJT、FET和二极管从未实现理想的平衡。总是存在增益和相位不匹配，隔离将是