一种改进型级联H 桥型变流器的调制策略研究

函数，随谐波次数的增加，谐波幅值显着减小，因此应着重关注低次谐波的系数。当左右桥臂PNA 之和为2π 时，任意奇数次的谐波系数均为零。因此开关频率的谐波主要集中在了开关频率的偶数倍处。以2 次开关频率的谐波为例， 此时第1 级和第2 级输出波形中含有的2 次开关频率的谐波分别为：

根据左右臂PNA 的概念，结合式（4），优化目标为使2 次开关频率谐波的有效值最小，实际上是对两级H 桥单元各自输出的2 次开关频率的谐波进行匹配和互相抵消的过程。两级H 桥单元合成的2 次开关频率的谐波为：

由式（5）可得直流电压和参考电压幅值不同时的曲线组，如图2 所示。图2a 中，直流电压从内相位依次增大，当直流电压增大时，2 次开关频率谐波系数在一个周期内显着变大， 且在整个周期内正负幅值对称。图2b 中，参考电压幅值由内向外依次降低，即随参考电压的增加，2 次开关频率谐波系数降低。

图2 谐波系数曲线族

根据图2， 通过调整各H 桥单元的参考电压幅值， 从而实现两组H 桥单元的2 次谐波曲线近似抵消，此时选取式（4）中φ1与φ2相差π/2，代入式（5）可知，实现2 次开关频率谐波抵消即期望下式成立。

由图2 可知，式（6）若在ω1t1=π/2 处成立，则两级H 桥单元输出的2 次谐波可实现最大程度的相互抵消，由此可得：

式（7）的计算中虽含有正弦和反正弦函数，但可通过查表法解决， 因此在实际应用中所占运算量很小，耗费资源少。对于其他偶数次开关频率的谐波特性的推导与2 次开关频率谐波特性的推导过程类似。因此在五电平级联H 桥单元中，采用所述的数学建模方法和模型表达式可清晰阐述整个变流器的输出特性。直流电压不平衡时，五电平级联H 桥型变流器的谐波特性会发生恶化， 采用传统的CPS鄄SPWM 等调制方法在谐波特性方面尚未做到最优，应用所提相关调制策略对传统CPS鄄SPWM 调制算法进行优化， 可进一步降低偶次倍开关频率的谐波含量，整个变流器的谐波特性得到更好的改善。

　　5 实验分析验证

实验中采用F28335 浮点型DSP 芯片作为控制器，开关器件选择IGBT，开关频率5 kHz。带对称三相阻感性负载，其中电感为1 mH，电阻为50 Ω。两级直流母线电压设置为100 V 和120 V。
　　图3a 示出当直流电压不平衡时，采用传统CPS鄄SPWM 调制算法，不考虑直流电压影响时变流器a 相输出电压谐波。可见最低次开关频率的谐波出现在10 kHz 附近，且幅值与20 kHz 谐波相差不大；而由传统CPS鄄SPWM 的理论分析和实验结果可知，此时最低次开关频率的谐波应出现在20 kHz 处，由此可见直流电压的不平衡会导致变流器输出特性变差，且谐波出现的位置等信息也与理论分析吻合。

图3 实验波形

图3b 示出采用所提考虑直流侧电压不平衡时的调制算法后变流器a 相电压波形。可见线电压呈阶梯型PWM 波，周期为0.02 s，与给定相同，台阶之间存在交叠的部分， 反映出各级直流电压存在不平衡。图3c 示出变流器输出的三相电流波形，可见三相电流正弦度很高，相位互差120°，周期为0.02 s，这表明应用所提调制方法，变流器的运行特性良好。

图3d 示出应用所提改进型调制算法后，a 相电压的频谱特性。对比图3a 可见，该调制算法大幅削减了低次开关频率倍数的谐波含量， 特别是10 kHz频率处的谐波有明显改善， 弱化了开关频率与基波频率的缠绕度，减轻了滤波器的设计难度。

6 结论

针对直流侧电压不平衡时五电平级联H 桥型变流器的工作特性进行脉冲建模分析， 提出了每级H 桥单元左右臂脉冲净面积的概念， 并由此建立了能够反映整个变流器输出特性的数学模型。由于该模型是关于脉冲净面积的函数， 所以可用来制订和优化级联H 桥型变流器在特定工况下的调制方法。

通过对模型的分析， 给出了消除开关频率奇次倍谐波的条件， 以及在直流侧电压不平衡时削减偶数次开关频率谐波的调制方法。实验表明，提出的模型分析方法正确、可行， 与实际情况吻合， 继承了传统CPS鄄SPWM 在直流侧电压相同时良好的谐波特性等指标， 同时实现了在直流侧电压不平衡时最大程度消除系统谐波，提高系统效率等优势，并具有较高的可行性和可靠性。因此该方法应用前景良好，可广泛应用于大容量新能源发电、电力牵引等场合。