基于ARM的高分辨率压电陶瓷驱动电源

如果运放两个输入端上的电压均为0 V，则输出端电压也应该等于0 V。但事实上，由于放大器制造工艺的原因，不可避免地造成同相和反相输入端的不匹配，使输出端总有一些电压，该电压称为失调电压。失调电压随着温度的变化而改变，这种现象被称为温度漂移(温漂)，温漂的大小随时间而变化。PA78的失调电压和温漂分别为8 mV、-63 V／℃，并且失调电压和温漂都是随机的，使PA78无法应用于毫伏级分辨率的电压输出，需要对放大电路进行改进。
3．2 放大电路的改进
这里将PA78视为被控对象G(S)，将失调电压和温漂视为扰动N(S)，这样就把提高放大器输出电压精度转化成减小控制系统的稳态误差的控制器设计的问题。在控制器的设计中常用的校正方法有串联校正和反馈校正两种。一般来说反馈校正所需的元件数少、电路简单。但是在高压放大电路中，反馈信号是由PA78的输出级提供。反馈信号的功率较高，为元件选型和电路设计带来不便，故线性放大电路中不使用反馈
校正法。而在串联校正方法中，有源器件的输入不包含高压反馈信号，所以该设计采用串联校正方法，采用模拟PI(比例-积分)控制器G1(S)进行校正，如图5所示。

图5中，PI控制器将输出信号c(t)同时成比例的反应输入信号e(t)及其积分，即：

由式(2)观察可得，PI控制器相当于在控制系统中增加了一个位于原点的开环极点，开环极点的存在可以提高系统的型别，由于系统的型别的提高可以减小系统的阶跃扰动稳态误差(对于线性放大电路，可视失调电压和温漂为阶跃扰动)。同时PI控制器还增加了一个位于复平面中左半平面的开环零点，复实零点的增加可以提高系统的阻尼程度，从而改善系统的动态性能，缓解由牺牲的动态性能换取稳态性能对系统产生的不利影响。

放大电路的设计中采用有源模拟PI控制器，改进后的线性放大电路如图6所示。其中PI控制器的放大器采用AD8676，AD8676的输入失调电压低于50μV(满温度行程下)，电压噪声≤0．04μV(P-P)@0．1～10 Hz，因此适合用于串联校正环节，以提高系统稳态性能、减小输出电压漂移。

3．3 相位补偿
从工程角度考虑，由于干扰源的存在，会使系统的稳定性发生变化，导致系统发生震荡。因此保证控制系统具有一定的抗干扰性的方法是使系统具有一定的稳定裕度即相角裕度。
由于实际电路中存在杂散电容，其中放大器反向输入端的对地电容对系统的稳定性有较大的影响。如图6所示，采用C5和C6补偿反向端的杂散电容。从系统函数的角度看，即构成超前校正，增加开环系统的开环截止频率，从事增加系统带宽提高响应速度。
PA78有两对相位补偿引脚，通过外部的RC网络对放大器内部的零极点进行补偿。通过PA78的数据表可知，PA78内部的零极点位于高频段。根据控制系统抗噪声能力的需求，配置RC网络使高频段的幅值特性曲线迅速衰减，从而提高系统的抗干扰能力。图6中，R4，C1与R5，C2构成RC补偿网络。
此外电路中C3的作用是防止输出信号下降沿的振动引起的干扰；R10起到偏置电阻的作用，将电源电流注入到放大器的输出级，提高PA78的驱动能力。

将PI控制器的参数分别设置为KP=10、KI=0．02；超前校正补偿电容分别为12 pF和220 pF；RC补偿网络为R=10 kΩ、C=22 pF。利用线性放大电路的Spice模型进行仿真得到幅频特性和相频特性曲线如图7所示。从图中观察可得，放大系统的带宽可达100 kHz，从而保证了系统良好的动态特性，同时相角裕度γ>60°使系统具有较高的稳定性(由于PZT的负载电抗特性一般呈容性，所以留有较大的相角裕度十分必要)。

4 驱动电源实验结果
实验用压电陶瓷驱动电源的稳压电源采用长峰朝阳电源公司的4NIC-X56ACDC直流电源，输出电压精度≤1％，电压调整率≤0．5％，电压纹波≤1 mV(RMS)、10 mV(P-P)。测量设备采用KEITHLEY 2000 6 1／2Multimeter。
首先对DAC输出分辨率进行测量，ARM控制器输出持续5 s的阶跃信号，同时在DAC输出端对电压信号进行测量，将测量结果部分显示见图8。图8中显示AD5781的输出电压分辨率可达3．89e-5 V，即38．9μV。

在模拟电路中，噪声是不可避免的。对于压电驱动电源来说，噪声的等级限制了驱动电源的输出分辨率。图9分别给出经典放大电路和改进后的放大电路的测试噪声。从图中可得通过使用PI控制器和相位补偿元件将压电驱动电源的输出噪声从1.82mV(RMS)降低至0.43mV(RMS)。
图10给出了放大电路的输出分辨率，放大电路的分辨率决定了PZT的定位精度，如要实现纳米级的定位精度，驱动电源的分辨率需要达到毫伏级。图10中，输出电压的分辨率可达到1．44 mV。