种OTP存储器片上时序信号产生电路的设计

对于动态存储器如DRAM、SDRAM等，一般都有时钟引脚，其内部的时序电路由外部的时钟信号来驱动。而对于没有时钟信号的存储器，其内部的时序必须在芯片内部产生，OTP存储器(One Time Programable，OTP)通常就是这样。
文中提出了一种片上时序信号产生电路，用于128 Kbit OTP存储器。该时序产生电路由地址变化检测(address transition detection，ATD)电路和脉冲宽度调整电路组成，在芯片内部由ATD电路产生脉冲波形，再由脉冲宽度调整电路产生一个宽度适中的时序信号，该信号即可用于存储器内部时序的控制信号源。例如，将该信号作为控制信号的信号源，可以通过简单的延时、与、或等操作派生出相应的控制信号，这些信号就可用于控制存储器内部各个功能模块，如灵敏放大器，锁存器等。并且该信号源的有效宽度可以很方便的调整，较传统的调宽方式好。

1 电路结构及工作原理
1．1 ATD电路
ATD电路实际上是一种边沿检测电路。ATD电路探测一个信号或者一组信号(比如地址总线)的状态，只要被探测的信号中有一根信号发生的翻转变化，那么ATD电路就会输出一个脉冲。其输出脉冲的宽度由ATD电路的参数决定。由于我们要检测的是地址线的变化，地址线的变化包括从低到高翻转及从高到低翻转，因此需要检测地址线的上升沿和下降沿。
文中所设计的ATD电路能够检测地址线上的两种变化，为双边沿检测电路，电路结构如图1所示。其中ADDRESS端口为地址信号输入，ATD OUT端口为检测电路输出。

若ADDRESS端的地址输入无变化，ATD_OUT输出恒为高电平；
若ADDRESS端的地址输入有变化，无论从0变为1(上升沿)，还是从1变为0 (下降沿)，由于延时单元的存在，都会使得到达图中的与或非门的输入端A、D的信号比到达输入端B、C的信号滞后延时单元的传播延时时间，从而在经过与或非门之后产生一个低电平脉冲，脉冲宽度由延时单元的传播延时决定。ATD电路的仿真结果如图4所示。从图4中可以看出，在输入ADDRESS端信号的每一个变化的边沿之后，都会产生一个低电平脉冲信号(图4中的ATD_OUT信号)。
1．2 脉冲宽度调整电路
由ATD电路产生的脉冲信号，宽度只有2．5ns，并不能直接用于控制内部电路，因为内部的时序控制信号一般要求特定的有效电平宽度。必须先经过宽度的调整，产生宽度符合要求的信号。
传统的调整宽度的电路一般采用延时来实现，如图2所示。E、F分别为输入波形及经过延时单元以后的波形，OUT为调宽以后的波形，OUT的高电平宽度最大不超过输入信号IN的宽度的两倍，因为E和F必须有交叠的部分(如图中圈起来的部分)，否则达不到调宽的目的。这种方式不灵活，假如正好需要两倍输入信号IN的宽度的信号，则不好实现。

文中设计的脉冲宽度调整电路如图3所示。其中ATD_OUT为ATD电路的低电平脉冲输出信号，EN为使能信号，WOUT为宽度调整以后的脉冲输出信号。 当EN为低电平时，屏蔽ATD_OUT信号，脉冲宽度调整电路不工作；
当EN为高电平，但是ATD_OUT没有低电平脉冲输入(即地址信号没有变化)，脉冲宽度调整电路不工作；
当EN为高电平，且ATD_OUT有低电平脉冲输入(即地址信号有变化)，脉冲宽度调整电路正常工作。下面介绍其工作原理，N0～N8代表NMOS管、P0～P6代表PMOS管。

第一，EN为高电平且ATD_OUT端口输入低电平脉冲，则NET0上为低电平脉冲信号，低电平到来时先将P0、P1开启，将NET1、NET2拉到VDD，使N2、N4开启，从而将WOUT和NET3拉到GND，迫使N6管关断；同时，NET0上的低电平脉冲经过反相器INV0后使NET4为一个高电平脉冲，迫使N8开启一个高电平脉冲宽度的时间(此处为2．5ns)，将NET5拉到GND；因为P6是常开的，只要N6管关断，NET5的电位就会逐渐被抬升，所以增加N8来放电NET5。

第二，低电平脉冲结束以后ATD_OUT变为高电平，此时NET0为高电平，P0、P1关断．NET4为低电平，N8关断，MOS管P6对MOS电容N7及连线NET5上的寄生电容充电，NET5的电位由GND逐渐上升，当NET5上的电位上升到反相器INV1的开关阈值VM以上(设这个过程所需的时间为T，T的大小决定了WOUT的脉冲宽度)时，反相器INV1的输出发生从高到低的翻转，反相器INV2的输出发生低到高的翻转，NET6的电位瞬间被抬高为VDD，迫使N0、N1导通，从而将NET1、NET2从之前的VDD下拉到GND，迫使P3、P5导通，将NET3、WOUT从之前的GND拉回VDD，使N6导通，将NET5清零，准备下一个低电平脉冲的到来；至此，完成了一个完整的调整低电平脉冲宽度的操作。
输出WOUT的脉冲宽度主要由MOS管P6对连线NET5上的寄生电容及MOS电容充电到反相器INV1的开关阈值VM以上的电位需要的时间所决定。

2 充电时间T
下面推导NET5上的电位从0上升到VM的充电时间T的表达式：
假设反相器INV1的PMOS管和NMOS管的宽长比分别为(W／L)p和(W／L)n，反相器的开关阈值定义为Vin=Vout的点，该点处PMOS、NMOS管均满足VGS=VDS，都处于饱和区，由饱和区电流方程，使PMOS管的电流等于NMOS管的电流，忽略沟道长度调制效应等因素，可以得到

只要知道了PMOS管和NMOS管的宽长比就可以计算出r，进而计算出VM；反过来，如果预先确定了我们需要的VM的值，可以由(1)、(2)两式算出反相器PMOS管和NMOS管的尺寸。例如，我们需要一个对称的反相器INV1，则希望VM的值正好是VDD／2，由(1)式可得r的值约为1。
假设N7管的宽长比为Wn7／Ln7，栅氧单位面积的电容为Cox=εox／tox，N7的栅源、栅漏覆盖电容之和为2CoxxdWn7，其中xd是由工艺决定的参数，为忽略N7的栅电压VGS(即NET5上的电压)对其栅电容的影响，得到N7的栅电容Cg7为

假设反相器INV1的栅电容为CgINV1，CgINV1的值可以由上面的方法带入反相器的尺寸计算得到。
假设N6管的漏极结电容为CjN6，CjN6的值可以由N6管版图实现时的漏结面积与工艺的单位面积结电容参数计算得到。
连线NET5上的总的寄生电容Ctotal为

假设P6的宽长比为Wp6／Lp6，阈值电压为VT，NET5上的电位由于P6的充电从0开始逐渐往上抬升。
当NET5的电位VNET5满足VNET5≤|VT|时，P6工作在饱和区，充电电流Ichg1即是P6的饱和区电流

当NET5的电位VNET5满足|VT|VNET5≤VM时，P6工作在线性区，充电电流Ichg2即是P6的线性区电流

通过调节N7、P6的尺寸可以分别调整电容或者充电电流的大小，达到调整时间T的目的，而时间T的大小直接表现在电路的输出WOUT的脉冲宽度上；即通过调整N7、P6可以达到控制输出WOUT的脉冲宽度的作用。不管需要什么样脉宽的WOUT，都能通过控制N7、P6来实现。