简洁是信号完整性设计的基础: 示波器硬件架构设计

，对30GHz带宽的DBI示波器，其低通滤波器频段是DC（直流）～16GHz，带通滤波器频段是16GHz～30GHz，图中的前置放大器有两个，代表要使用两个示波器通道来实现一路信号的测量，经过低通滤波器的信号进入示波器的一个输入通道的前置放大器，经过带通滤波器的信号不能直接进入另外一个输入通道的前置放大器，因为前置放大器的带宽不够，在带通滤波器和前置放大器之间要使用一个下变频器。下变频器必须是一个宽带混频器带有一个本振输入，本振输入和经过带通滤波器进来的高频信号进行混频生成一个差频及一个和频，差频信号的频段在后续前置放大器的带宽范围内，因此，该差频信号被接入到前置放大器，本质上实现了频率搬移，将被测信号的高频成份搬移到低频频段。被测信号被一分为二后，各自经前置放大器处理，进入模数转换器和采样内存。该原理图没有提及进入采样内存之后怎么办，实际上要接着进行进一步的数字信号处理，把被频率搬移下来的信号与数字合成的本振再次混频，生成一个差频和一个和频，差频会被弃用，和频实际上也是一种频率搬移结果，只不过这次是将频率从低频搬回到高频，再和另一个通道的采集结果重新组合，频域时域换算处理后还原出原始的输入信号。这样，用16GHz带宽的前置放大器就能采集超过16GHz的被测信号，实现带宽的提升。

图7 数字带宽通道复用(DBI)技术，信号被分离后再复原的原理图

由上面的讨论可知，数字带宽通道复用(DBI)提升带宽的技术和用DSP提升带宽的技术是完全不同的， DSP提升带宽的同时也提升了示波器本底噪声，DBI没有在这方面提升示波器本底噪声，但它改变了示波器的硬件架构，多出了信号分离器和下变频器两种硬件及其所需的互联电路部分，实际上导致了更大的本底噪声和测量误差，如图5所示，最上面的曲线代表DBI提升带宽的示波器本底噪声，在现有高端示波器中，底噪是最高的，不仅高频段的底噪高，低频段的底噪也高，这是因为额外的硬件及其互联引入额外的底噪声。图8则给出DBI示波器底噪声的频谱，由于过多的硬件，使得噪声密度在不同频段呈现不一样的结果。这种技术是前置放大器带宽做不上去而采取的一个办法，如果前置放大器带宽能做上去，就不用这种方法了。DBI示波器的硬件指标最后取决于前置放大器、下变频器、信号分离器、模数转换器以及其互联部分的设计。

图8 30GHz带宽的DBI （数字带宽通道复用）示波器本底噪声的频谱图，

（设置：中央频率是20GHz, 4GHz一格），可以看出底噪密度不是恒定的

DBI示波器多出来的硬件所带来的量测误差不仅仅是底噪增加，还包括本底抖动的增加。信号分离器和下变频器本身必须是宽带器件，其幅频特性和群延迟特性都不可能做到理想状态，不仅单个通道的固有抖动比传统硬件架构示波器大，通道与通道间的固有抖动会比较大，通常在几个皮秒数量级（有效值）。一旦使用下变频器，等效采样通常无法 工作，所以厂家一般会指出，超过前置放大器的情况下不再支持等效采样。

通道复用技术在提高实时采样率方面虽然被业界广泛接受，但交错采样依然会引入测量误差，加剧波形的总谐波失真。实际上，交错采样可以是通道复用，也可以是同一个通道后面用多个模数转换器交错采样实现更高的采样率，关于交错采样技术的局限性、验证方法或注意事项，可以另文专门讨论。 16GHz和16GHz以上带宽的示波器为了实现80GSa/s采样率，已经采用了通道复用技术，不同的是，DBI示波器在已经采用通道复用来提高采样率的情况下，使用了一次带宽通道复用技术，采样之前一次复用，采样之后一次复用，借助后处理软件恢复原始信号，带来的测量误差和不确定性更大些，这可能是DBI示波器至今没有被广泛接纳的主要原因之一。

高端实时示波器的性能不仅仅取决于芯片制程、封装工艺，简洁的硬件架构对提升性能是至关重要的。当然，示波器的总体性能往往是多个因素综合影响的结果，因此工程师一般可通过*估本底噪声、扫频响应、脉冲响应、总谐波失真、模数转换器有效位数等来做最后的*判，这些可另文讨论。限于篇幅，本文只讨论了安捷伦科技为什么没有用DSP和DBI来提升带宽，而直接使用最简洁的设计，即一个 32GHz带宽的前置放大器芯片直接解决核心难题。对于硬件架构牵涉的其它话题，如高达几百兆的采样点如何快速处理，实际上90000 X中有一专门数据处理芯片，用硬件处理大量数据，实现深存储下的高速波形捕获率，这里就不再详述。