基于LT1641的双路热插拔电路设计

连接一只电容可以设定器件维持限流状态的最长时间；GATE为外部高侧N沟道MOSFET的栅极驱动；SENSE为电流检测输入端口，从VCC到SENSE和外部N沟道MOSFET的漏极应接一只检测电阻。

MOS功率管选用N沟道的IRFPS3810。该器件的最大工作电流为170 A，可承受20 A的工作电流。其开启电压UT为5 V。当VGS为12 V时，MOS管完全导通。LT1641在48 V输入电压下的GATE端驱动电压(VGATE-VCC)为15.5 V，也就是说，LT1641完全有能力驱动IRFPS3810。而IRF-PS3810在完全导通的状态下的VDS约为0.15 V，也就是说其导通时MOS管的内阻很小，输出电压基本没有压降。

图1电路中的电阻R3用于检测电流，电容C7用于控制GATE摆率。电阻R6用于抑制Q1里的高频振荡，电阻R7为补偿电阻，可补偿电流控制环。电阻R4和R5可检测欠压状态。

当插件板插入带电的背板中使VON大于1.313V时，芯片将开始工作。由于此时容易出现较大的瞬态电流。当该电流超过电路所能承受的最大电流时，检测电阻RS两端的电压(即VCC-VSENSE)就会大于47 mV，从而激活限流电路。由于80μA上拉电流源被连接到LT1641的TIMER引脚，因而在限流电路工作期间，该引脚的电压就以77μA／CTIMER斜率上升，当VTIMER大于1.233 V时，内部故障锁存器被置位，GATE立即下拉到GND，从SENSE引脚检测到的GATE引脚的电压开始下降，此过程大约需要几微秒到几十个微秒。当芯片开始正常工作之后，GATE引脚的电压则以10μA／C3的速度上升，由于LT1641芯片由GATE引脚来控制外部N沟道MOSFET，因此，VGATE上升将使外部N沟道MOS管IRFPS3810的VGS上升，当VGS大于UT时，MOS管导通，并最终使VOUT=VIN=48 V，整个电源缓冲过程结束。如果电源供电过程中，电源不稳定或者是插件板从带电的背板中拔出，则会使得VON小于1.233 V而关闭LT1641芯片，从而使电路停止工作。

1.3双路电压互锁电路设计

3.3 V电源是系统的待机电源。主要用在系统启动前控制电路进行一些必要的初始化工作。48V电源才是系统正常工作时的供电电源。系统只有在待机状态下才能进入工作状态，因此需要3.3V热插拔电路的输出电压正常稳定后才能启动48V电源，它们的顺序不能颠倒。由于3.3 V热插拔电路和48 V热插拔电路的工作电压和工作电流相差很大，因此，若将3.3 V热插拔电路输出直接连到48 V热插拔电路的输入端来驱动48 V热插拔电路工作，则3.3 V供电电路将存在很大的危险性，因此，本设计需要采用隔离驱动的方式。

选用常闭型光电耦合器AQV414S可实现3.3 V热插拔电路对48 V热插拔电路的隔离驱动。设计时。可用3.3 V热插拔电路的输出电压直接驱动光耦，然后用光耦的输出端控制LT1641的开启／关闭，从而控制输人脚ON。

2电路测试与验证

图2所示是带10 Ω负载的缓冲电路在接通时，3.3 V电压的过渡过程波形图。图中给出的是开关闭合时，示波器同时捕捉输入缓冲电路的电压波形(Ch1)及电流波形(Ch2)。而当开关合上时，由于IRF7410的作用，输入电压延时约100 ms才开始给电容充电。此时，电路中同时产生了流人电容的充电电流和流过电阻的负载电流，它们对3.3 V输入电压没有影响。充电过程结束后，负载电流趋于平稳，电路很好地限制了充电电流，从而解决了之前实验中合上开关时将产生很高的尖锋电流的问题。

由图2可见，当实验显示当输出电流小于5 A时，48 V热插拔电路可以正常启动，输入电压上升时间大于50 ms。

图3为48 V热插拔电路带5 A负载时。在起动ON信号后测试的输入充电电流波形CH2及VGS电压波形CH1。由图3可见，当显示输出电流大于6A时，电路就不能正常启动而处于脉动状态。这是因为所选用的LT1641芯片的FB脚电压VFB小于0.5 V时，限流电阻上的压降(VCC-VSENSE)只能小于12 mV的缘故。而当限流电阻上的压降大于12mV时，LT1641芯片将启动过流保护电路，以将GATE引脚电压下拉至零，从而关闭MOS管。可见，必须等48 V输出正常后才能将后级负载释放。这一点可以通过给Powergood信号增加电容延时并送给后级的控制电路来实现。

　　3 结束语

本文针对两路插件板供电电压设计了不同的热插拔电路并实现了两路互锁。该方法既满足了系统可靠性和可维护性等方面的要求。同时又降低了成本。本文所设计的电路已经在实际系统中投入使用，其实用性和稳定性已经通过系统验证。