H型双极模式PWM控制的功率转换电路设计

　H型双极模式PWM控制提高转台伺服系统低速特性的作用十分显著，而且简单易行。H型双极模式PWM控制能够提高伺服系统的低速特性，是因为H型双极模式PWM控制的电动机电枢回路中始终流过一个交变的电流，这个电流可以使电动机发生高频颤动，有利于减小静摩擦，从而改善伺服系统的低速特性。但因其功率损耗大，H型双极模式PWM控制只适用于中、小功率的伺服系统。因此，有必要设计一种能够减小功率损耗的H型双极模式PWM控制的功率转换电路，使得H型双极模式PWM控制应用在大功率伺服系统中。

H型双极模式PWM控制的功率损耗

如图1所示，H型双极模式PWM控制一般由4个大功率可控开关管(V 1-4)和4个续流二极管(VD 1-4)组成H桥式电路。4个大功率可控开关管分为2组，V1和V4为一组，V2和V3为一组。同一组的两个大功率可控开关管同时导通，同时关闭，两组交替轮流导通和关闭，即驱动信号u1=u4，u2=u3=-u1，电枢电流的方向在一个调宽波周期中依次按图1中方向1、2、3、4变化。由于允许电流反向，所以H型双极模式PWM控制工作时电枢电流始终是连续的。电枢电流始终连续产生电动机的附加功耗、大功率可控开关管高频开通关闭产生的导通功耗和开关功耗等动态功耗，是H型双极模式PWM控制功率损耗的主要来源。决定电动机附加功耗大小的因素主要是PWM的开关频率，开关频率越大附加功耗就越小。决定大功率可控开关管的动态功耗大小的因素主要是大功率可控开关管的开通关闭时间和PWM的开关频率，开通关闭时间越长动态功耗就越大，PWM开关频率越大动态功耗就越大。

图1H型双极模式PWM控制原理图

电枢回路的附加功耗、大功率可控开关管的动态损耗，使得H型双极模式PWM控制的功率损耗很大、不适合应用在大功率伺服系统中。为了解决这个问题，本文将以减小电动机电枢回路的附加功耗和大功率开关管的动态功耗为原则，设计H型双极模式PWM控制的功率转换电路，以使H型双极模式PWM控制应用在大功率伺服系统中。

　　H型双极模式PWM控制的功率转换电路设计

设计H型双极模式PWM控制的功率转换电路的核心是：功率转换器件的选取及其驱动电路设计、保护电路的设计。

功率转换器件

常用的大功率可控开关管主要有大功率双极型晶体管(GTR)、大功率电力场效应管(MOSFET)和IGBT等。GTR的主要缺点是：开通关闭时间长、开关功耗大、工作频率低、热稳定性差、容易损坏。MOSFET的主要缺点是：管子导通时通态压降比较大、管子功率损耗大。绝缘栅双极晶体管IGBT(Isolated Gate Bipolar Transistor)集GTR和MOSFET的优点于一身，既具有通态电压低、耐高压、承受电流大、功率损耗低的特点，又具有输出阻抗高、速度快、热稳定性好的特点。因此，IGBT具有广阔的工程应用前景。

本文的功率转换电路采用2MB1300D-140型号的IGBT作为功率转换器件，其示意图如图2中右侧所示，G是栅(门)极、C极是集电极、E极是发射极。IGBT驱动条件与IGBT特性的关系经实验测得如表1所示，其中Vces、ton、toff、Vce、R分别为集电极-发射极饱和压降、开通时间、关闭时间、集电极-发射极电压和栅极电阻，↑、-、↓分别表示增大、不变、减小。从表1可以看出：

①增大正向栅压+Vge，Vces和ton随之减小，IGBT的动态功耗随之减小;

②增大反向栅压-Vge，toff随之减小，IGBT的动态功耗随之减小;

③增大R，IGBT的ton、toff随之增大，IGBT的动态功耗随之增大。

表1IGBT驱动条件与IGBT特性的关系

因此，减小IGBT的动态功耗，需要增大正向栅压+Vge、增大反向栅压-Vge、减小ton和toff。但Vge并非越高越好，原因是Vge过高时电流增大，容易损坏IGBT。一般+Vge不超过+20V。IGBT关断期间，由于电路中其它部分的干扰，会在栅极G上产生一些高频振荡信号，这些信号轻则会使本该关闭的IGBT处于微通状态、增加IGBT的功耗，重则会使逆变电路处于短路直通状态，为了防止这些现象发生反向栅压-Vge越大越好。根据上述关系可以总结，IGBT对驱动电路的要求主要有：动态驱动能力强、正向和反向栅压合适、输入输出电隔离能力强、输入输出信号传输无延时、具有一定保护功能。

为了减小IGBT的动态功耗和保障电路安全，满足IGBT的驱动要求，需合理确定+Vge、-Vge和R的值。这些都需要通过设计驱动电路来实现。

驱动电路设计

设计性能良好的驱动电路，可以使IGBT工作在比较理想的开关状态、缩短开关时间、减小开关功耗、提高功率转换电路的运行效率。IGBT栅极驱动方式主要有变压器驱动法、直接驱动法和光耦隔离驱动法。变压器驱动法有利于驱动信号的隔离、驱动功率损耗很小，但限制了使用频率，不利于