UCC3858的设计特点、引脚功能与电气参数

的75V电压基准输出端。该输出能提供10mA给周围的电路，并由内部限制短路电流。当VVDD过低时，将使VREF无效，并维持在0V。为了最佳的稳定性，用一只01μF或较大的陶瓷电容器将VREF对地旁路。

4UCC3858的应用与电路分析

UCC3858的典型外围应用电路如图3所示。它设计在低的适中功率应用场合时，使功率因数校正Boost变换器的性能达到最优化，特别是在轻负载时的效率高是关键性的。而UCC3858的基本电路结构，仍类似于工业标准的UC3854系列控制器，但增加了几个不同的特性。

图3所示的典型应用电路表明了怎样用顺向变换器来获得最佳性能。

（1）芯片的偏置电源和起动

采用Unitrode的BCDMOS工艺来制作UCC3858是为了实现最小的电源起动电流（典型值60μA）和电源工作电流（典型值3.5mA）。这导致了有重要意义的较低功耗，可用小功率的充电电阻器来起动IC，增加了轻载时的系统效率。较低的电源电流，配合宽的欠压锁定滞后（1375V导通，10V截止），提供既有相同起动又有自馈电供电的工作时机，如图3所示。

（2）轻载时的振荡器和频率折反

UCC3858的振荡器可调节到与顺向变换器同步工作，也可作为一台单独的振荡器工作。振荡器的简化方框图和相关电路如图4所示，其有关的工作波形见图5。在SYNC同步脚的上升沿起动时钟周期，它是通过以额定的内部电流ICHnom=19·IDIS对CT脚充电来实现。

一旦穿越斜坡电压的高门限电平（45V），将设置内部锁定，并且CT脚开始按一个速率（IDIS=3/RT）放电，它由接RT脚的电阻器来调节。当没有同步脉冲时，CT一直放电到斜坡电压的低门限电平（10V），并调节振荡器的自由振荡频率，它由式（1）给出。在作同步的应用中，RT与CT数值选择，应使其自由振荡频率始终低于同步时的频率。f==0.814（1）

图3UCC3858的典型外围应用电路图（原图未做格式处理）

当VAO下降到低于由FBL设置的门限电平时，振荡器进入频率折反模式，并使同步失效。

通过减小振荡器的充电电流可完成频率的折反。如图4所示，通过VAO与FBL之差调节电流Icsub，它减去用于CT充电的电流。电容器的有效充电电流由（ICHnom－Icsub）给出。为了避免变换器工作在低频范围（例如音频），充电电流应不允许过分低。变换器的最小频率由流入FBM脚的电流Imin来调整，它设置最小的充电电流，设置所需最小频率的RFBM数值由下式得到：RFBM=(2)

图6示出频率折反特性曲线。当变换器出现低功率模式时，让时间恢复正常模式工作（即回到正常的或者同步的频率工作），它必须是最小值。在PFC电路中，所给的电压误差放大器的响应是很慢的，VAO脚的变化并非是负载条件变化的最佳指示器。UCC3858提供了一个解决途径：当FBM被拉低到小于15V时，正常模式能瞬时恢复。

一个典型的接口应包含顺向变换器（带有固有的缓冲和滤波）的误差放大器的输出端，以驱动一只NPN开关管，使FBM端被拉低到GND地电平（零值）。缓冲器和滤波器应保证开关管，仅在顺向变换器的误差放大器处于高度饱和状态时导通，作为预置的饱和持续时间则由负载增加而引起的输出电压下降来显示。当仍然利用UCC3858的其它特性时，FBM输入端也会永久地被拉低，使频率折反模式完全失效。如果让FBL脚低于05V，那么该脚也可以充当使芯片失效的输入端口。

图4振荡器框图（原图未做格式处理）

表2同步对Boost变换器电容器电流的影响

（3）减小电容器纹波的措施

对于DC/DC变换级采用Boost变换器的功率系统，使二个变换器同步是有好处的。除了诸如低噪音、稳定性好等一般优点外，固有的同步能够大大地减小Boost电路输出电容器上的纹波电流。图7说明了当图示PFCBoost变换器与简化的正向变换器输入联接在一起时，固有的同步效果。在单级开关期间，电容器的电流取决于开关管Q1和Q2的工作状态，如图8所示。

它可以看成是在两个变换器上维持常规的后沿调制的同步方案，电容器电流的脉动为最高值。当Q1截止与Q2导通的重迭段为最大值时，可最有效地消去纹波电流。实现这一目标的方法之一是使Boost二极管D1的导通与Q2的导通同步。这种处理方式意味着：Boost变换器是用前沿脉宽调制，而正向变换器却采用传统的后沿脉宽调制。为了充分发挥容易同下级变换器同步的优点，所以把UCC3858设计成一个前沿调制器，表2对由UCC3858使D1/Q2同步的电流ICBrms，与其它用于200W系统，且VBST=385V时，末端Q1和Q2同步导通时的电流ICBrms进行了比较。

表2说