关于中、高压变频器的一些知识

30°、大小相等的两组电压，接到相互串联的两组整流桥。变压器一次绕组和两组二次绕组的匝比为1∶1∶。图13为该电路输入电流波形。其中图13(c)是三角形接桥电流iab2〔波形见图13(b)中虚线〕折算到变压器一次侧A相绕组中的电流，图13（d)的总电流为图13(a)的ia1和图13(c)的之和（忽略了换相过程和直流侧电流脉动）。对波形进行傅里叶分析，可以知

(b)输入电流波形

(a)主电路图（c）输入电压波形

道该电流中只含12k±1次谐波（k为正整数）。同样，对多相整流电路，可以得出结论：以m个相位相差π/3m的变压器二次绕组分别供电的m个三相桥式整流电路可以构成6m相整流电路，其网侧电流仅含6m±1次谐波。例如m=2，3，4，便分别为12相，含12k±1、18相，含18k±1、24相，含24k±1次谐波，且各次谐波的有效值与其次数成反比。位移因数则均等于cosα，α为触发延迟角。对二极管整流桥来说，cosφ1=cosα=1。

图6中的输入整流器就是二重联接电路，也称12脉波电路，可以求得其ν=0.9886，THDi=0.1522。

32整流电路的特殊多重化

见图8(b)结构。这是一种输入变压器和电力电子部件一体化设计的电路拓扑。它利用特制的多绕组输入变压器和功率单元串联的巧妙结合，由变压器二次绕组的曲折联结，将输入电压相位互相错开。对电网而言形成多相负载，既能解决输出高电压问题，又能解决电网侧和负载侧的谐波问题。例如，对5个单元串联联结，变压器需有15个二次绕组，分为5个不同的相位组，它们互差12°电角度，最终形成30脉波的二极管整流电路。理论上29次以下的谐波都可以消除，THDi1％，可获得如图14所示的输入电压电流波形。

变压器采用延边三角形（曲折联结），再配以抽头所分割段的匝比，可以实现任意角度的相移。例如，3个和4个单元串联时，二次绕组相位要互差±20°、0°和±30、±15°，分别相当于18脉波和24脉波整流，6个单元串联则相差±25°、±15°、±5°，相当36脉波，加上由于采用二极管整流的电压型结构，电动机所需的无功功率可由滤波电容提供，所以功率因数较高，基本上可保持在0.95以上。

这种多重化方案要用特制变压器，制作较复杂，器件数量多，导通损耗大。

33PWM整流电路

PWM整流器不是用晶闸管，而是用全控型器件构成，采用与逆变电路同样的SPWM技术。图15(a)和图15(b)即为单相和三相电压型PWM整流电路，通过对它的适当控制，可以使输入电流近似为正弦波，且电流和电压同相位，功率因数近似为1。图中交流侧电感L用以滤波和传递能量，直流侧电容Cdc起着滤除直流电压上开关纹波和平衡直流输入和输出能量的作用。

图16(a)、(b)、(c)分别为PWM整流器交流侧单相等效电路和整流、逆变状态下的相量图（忽略了交

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图14整流电路多重化输入电压电流波形

(c)逆变相量图

(a)等效电路图

(b)整流相量图

(b)三相电路

(a)单相电路

图15PWM整流器主电路

图16PWM整流器交流侧等效电路和相量图

流侧电路电阻），图中分别为电网电势、桥式电路交流侧PWM电压的基波分量、电感上的压降和PWM整流器从电网吸收的电流，ω为电源角频率。从相量图可以看出，只要控制和电网电压同频，且调节它的幅值和相位，满足图中所示的相量关系，PWM整流器就能实现单位功率因数的整流或逆变，从而可实现能量的双向流动。
PWM整流器也可采用三电平电路，如图17(a)所示。同三电平PWM逆变电路一样，相电压有三种电平，线电压有五种电平。在相同的开关频率下，其输入电流谐波比二电平电路要小得多。它不仅可做到单位功率因数，而且根据设计的功率定额富裕量，还可对连接在同一线路上的其它负载的无功功率进行补偿。它同时可以进行有功功率和无功功率的双向传输，实现电动和能量反馈的四象限传动，如图17(b)所示。

此外，有的还可在交流输入加谐波滤波器/功率因数补偿控制器。总之，通过各种措施，均可使交流侧THDi5％，λ>0.95。

上述介绍的三种整流器和逆变器中，除特制变压器多重化外，其它整流电路和逆变电路可有不同的组合，即使同种组合也可有不同的接线方案。例如图6也可构成图18电路，适用于3.3kV，1250/1875/2500kVA场合。

4控制方式根据运动方程式T－TL=（TL为负载转矩，GD2为运动系统的转动惯量）可知，控制电动机电磁转矩T便能控制转速的变化dn/dt；而电动机的转矩与磁通成正比。因此，控制转矩的关键是要对磁通进行控制，磁通控制的效果直接影响调速系统的控制性