有源箝位ZVSPWM控制串联谐振变换器中提高同步整流效率的研究

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这一关系由下式表示

(a)模态1

(b)模态2

(c)模态3

(d)模态4

(e)模态5

图4产生环流的波形（Vin=60V）

(f)模态6

模态6的出现。因此有

（1－D）Ts1/（2fr）（4）

考虑到Ts=1/fs，则式（3）和式（4）决定了占空比D的范围

[1－fs/（2fr）]Dfs/（2fr）（5）

从式（5）中可以看出，扩大占空比范围的最简单方式是增大开关频率fs。然而，当开关频率fs偏离谐振频率太大时，则输出电压会按式（1）和式（2）的规律下降。如用表1中的数值，则占空比的范围计算结果是

0.44D0.56（6）

对于由式（6）所给的占空比，变换器能恰好工作于没有能量环流的状态。然而，当输入电压变化范围和负载范围变化更大时，为了调节输出电压，必须要扩大占空比的范围。为避免在扩大占空比的范围时导致效率的急剧下降，则必须采取新的方法来克服这种情况。

表2变换器工作模式模式模态转换次序条件
Ⅰ1－2－3－5－1D=0.4(Vin=60V)
Ⅱ1－2－3－4－1D=0.5(Vin=48V)
Ⅲ1－6－3－4－1D=0.6(Vin=40V)
4提高效率的两种方案

41倍流型整流电路

为避免效率下降,我们使用了一种倍流[6]同步整流电路的ZVSPWM控制串联谐振变换器,如图5所示。这种变换器的工作模态见图6。其仿真参数值与表1给出的基本相同，两个电感LO1和LO2仿真参数是7μH。变换器的模态转换顺序总是1－2－3－4。在这种整流电路中，能流回馈现象不再存在。因而，效率下降的原因被消除了。其工作模态简要介绍如下：

1）模态1这一模态表示了从S4到S3换流的过

图3图1所示变换器的工作模态

图5具有倍流同步整流电路的ZVSPWM控制串联谐振变换器

程。当输入电压反向时，谐振电流下降幅度很大。谐振电流耦合到变压器副边，其值将小于输出电感电流值iLO2，开关管S3的体二极管导通；变压器电压变为零，S4关断。然而，S4的体二极管却是开通的，这样，谐振电流继续减少，自然，对于在变压器电压变为零之前的电流来说，则是反方向增加。当这一电流增加到比输出电感电流iLO1还大时，S4的体二极管关断。这一模态变化到下一模态。

2）模态2在这一时间段，开关管S4关断，S3由于变压器电压保持导通。这样，输出电感iLO1通过谐振电流充电。这是能流从输入端传到输出端的过程。

3）模态3这一模态和模态1对称。这时开关管S3换向到S4。

4）模态4同样，这一模态和模态2对称。S4保持开通，输出电感iLO2被谐振电流充电。这也是能流从输入端传到输出端的过程。

在这一方案中，模态1和模态3是由于存在由Lr，Cr组成的谐振电路的存在而出现的。同步整流MOSFET在诸如模态1和模态3这样的死区间隔内工作。因此，S3和S4的ZVS实现了。如果没有这一串联谐振电路，将不会出现模态1和模态3；那么，由于在模态2和模态4之间转换时间短且转换电压电流幅度大，将会由于存在寄生参数而造成很大的开关噪声。

42带耦合电感倍流型整流电路

在图5所示变换器中，其输出电感是独立的。为了减少磁芯的数目，如果让这两个电感耦合到一起，如图7所示，则其工作模态分析如图8所示。参数值和工作模态转换顺序和前面分析相似。在这种整流电路中，能量回馈现象不再出现。同样，效率下降的原因也被消除了。

经过实验和对输出电流和输入电压各个采样点的分析，计算出的效率曲线比较图如图9所示。从中心抽头型，倍流带独立输出电感型和倍流带偶合输出电感型三种电路的效率特性比较中可以看出：通过倍流整流技术，在轻载条件下，效率得到了提高，如图9(a)所示。另外用倍流型电路后，当输入电压偏离48V时，对效率提高有了很大的作用，在负载为3.3V和5A，且输入电压在从40V到60V这一大范围内变化时，仍获得了高于85％的效率，如图9(b)所示。

5结语

电流谐振工作模式被认为对开关变换器的高效率设计非常有效。然而，在中心抽头型同步整流电路

图6图5中所示变换器的工作模态