7.5kVA单相航空静止变流器的设计

引言

航空静止变流器要求可靠性高、体积小、重量轻和电气性能好，尤其对可靠性有特别高的要求。为此，我们分析并应用一种新颖双管正激组合变换器作为逆变器直流输入前级，它既具有双管正激变换器内部桥臂无直通现象、原边开关管电压应力低等可靠性高的优点，同时克服了双管正激变换器由于输出整流和续流二极管电压应力过高、不能可靠应用于输出高电压场合的弱点[1][2]。静止变流器逆变部分采用了三态滞环电流控制型逆变器，其相对于电压控制型逆变器具有响应速度快和稳定性好的优点，其相对于二态滞环电流控制型逆变器具有输出电压THD低和效率高的优点[4]。

1 原理分析

7.5kV·A单相航空静止变流器系统结构框图，如图1所示，它由三相不控整流桥、双管正激组合DC/DC直流变换器和三态滞环电流控制型单相逆变器三部分构成。直流变换器把不控整流桥输出的脉动直流电压240～300V提高到360V，以满足逆变器最低输入电压幅值的要求。

1.1 DC/DC变换器原理分析

在双管正激变换器及其隔离式直流变换器中，由于副边输出整流和续流二极管的电压应力与输出电压成正比，快恢复二极管电压应力越高，其关断时反向恢复过程产生的电压尖峰和热应力问题就越严重，危及二极管的安全运行，因此，副边输出二极管是隔离式变换器输出高压时的最薄弱环节。变压器副边输出续流快恢复二极管电压定额等级越高，往往其反向恢复时间就越长[5]，反向恢复过程中变压器漏感储能也就越大；当反向恢复过程结束时，产生的加在该续流二极管上的电压尖峰就越高。另外，副边输出续流二极管反向恢复时间越长，变换器输出占空比丢失现象就越严重，须增加变压器副边匝数，导致进一步增大输出整流和续流二极管电压应力。因此，提高变换器输出高压时的可靠性，关键是降低副边输出二极管的电压应力。通过串联二极管以及另加吸收电路的方式，虽可以降低二极管电压应力，但串联时的均压电容和吸收电容会增大变压器原边的开关管电流应力，并且可能会引起变压器漏感和均压电容的振荡；另外，阻容吸收电路的功耗也降低了整个变换器效率。

为了有效降低变压器副边输出二极管电压应力，我们采用了一种新颖双管正激组合变换器[2][3]。如图2所示，变压器原边输入端4路双管正激交错并联、副边输出端采用先并联后串联的组合形式。

图2

该组合变换器输入、输出电压关系式为

Vo=4N(2L)DVin （1）

式中：Vin和Vo分别为输入和输出电压；

D为功率开关管（Q1～Q8）的导通占空比；

N（2L）为高频变压器（T1～T4）副边与原边的匝数之比。

副边输出续流二极管（D10及D14）电压应力VF（2L）为

VF(2L)=N(2L)Vin （2）

副边输出整流二极管(D9，D11～D13)电压应力VR(2L)为

VR(2L)=2N(2L)Vin （3）

而对于双管正激变换器，其输出电压Vo、副边整流二极管电压应力VR(1L)和副边续流二极管电压应力VF(1L)分别如式（4）～式（6）所示[1]。

Vo=N(1L)DVin （4）

VR(1L)=N(1L)Vin （5）

VF(1L)=N(1L)Vin （6）

式中：N(1L)为双管正激变换器的高频变压器副边与原边的匝数之比。

当两种变换器输入、输出电压及导通占空比均相同时，由式（1）～式（6）可得关系式

式（7）及式（8）表明，新颖组合变换器副边输出续流二极管电压应力仅为双管正激变换器对应副边二极管的1/4，大大降低了二极管耐压等级。为此，我们采用了耐压为600V的快恢复二极管DSEI30-06A作为副边续流二极管，其反向恢复时间为35ns，且无须另加阻容吸收电路，其电压尖峰不超过350V。因此，该新颖组合变换器可以可靠地应用于输出高电压场合。

1.2 DC/AC逆变器原理及其主要参数分析

三态滞环控制电流型逆变器系统框图，如图3所示。它由电压外环和电流内环构成，电流内环对电流进行调节控制，使之逼近给定信号，从而提高系统的动态性能；电压外环产生的误差信号作为电流内环的给定，从而达到稳压目的，使系统具有优良的电气性能。其主电路拓扑如图4所示，滤波容Cf两端为输出电压。设Ig为电流给定信号，Δ为滞环宽度，则三态滞环控制过程如下：

Ig>If＋Δ，Q1及Q4同时导通，If上升（即＋1态）；

IgIf－Δ，Q2及Q3同时导通，If反向上升（即－1态）；

If－ΔIgIf＋Δ，If通过Q3或Q4进行续流（即零态）。

逆变器滤波电感Lf在滞环控制中的主要作用是，和滤波容Cf一起滤除输出高次谐波；作为积分环节，为电流闭环控制提供斜坡积分函数而参与控制。其取值不仅影响输出波形，还影响系统的动态性能。Lf过大，使电感电流追踪不上电流给定的变化，导致系统失调。Lf过小，尽管可以改善系统的动态性能，但电流脉动增大，影响输出波