一种基于PWM的推挽式开关电源的研究

2.3交流输入部分^[4]

系统交流输入部分由EMI滤波器，浪涌电压抑制器，整流桥，输入滤波电容组成。其中交流输入经EMI滤波及浪涌电压抑制器限制后一路经降压整流产生直流用来给SG3525供电。

2.4控制电路及驱动电路部分

采用SG3525集成PWM控制器作为控制芯片，它的外围电路简单。电路中的锯齿波形成电路由R_T、C_r和内部电路组成，本设计取C_r=4700pF , R_T=3.3kΩ,R_D=100Ω。经计算振荡器输出频率是90kHz，PWM输出频率定为45kHz。软启动电容接入端（引脚8）接一个1uf的软启动电容。只有软启动电容充电至电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。它的输出与5脚锯齿波和软启动电容一起可控制PWM控制器以产生方波。它的输出级11脚、14脚输出两路互补的PWM波，采用图腾柱式结构，灌电流拉电流能力超过200mA，可以直接驱动MOSFET管，只需加一门级电阻即可。本设计选用的是IR公司生产的IRF630。其具体设计电路如原理图1所示。

2.5反馈补偿电路设计

为了确保输出的稳定，在+5V上引入反馈，采用2.5V～36 V可调式精密并联稳压器TL431作为稳压器件。TL431是德州仪器公司生产的一款有良好热稳定性的三端可调分流基准源。它的输出电压可用两个电阻任意设置V_ref(2.5V~36V)。该器件的典型动态阻抗为0.2Ω。用它来构成外部误差放大器，再与光耦组成隔离式反馈电路。为了将连续变化的输出迅速反馈，需采用线性光耦，如PC817。当输入端加电信号时，发光器发出光线，照射在受光器上，受光器接受光线后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“光－电－光”的转换。PC817不仅可以起到反馈作用，还可以起到隔离作用，当PC817二极管正向电流在3mA左右变化时，三极管的集射电流在 左右变化，而集射极电压在很宽的范围内线性变化，因而比较符合SG3525的控制要求。

当+5V输出电压升高时，经R27、R28分压后得到的取样电压，与TL431中的2.5 V带隙基准电压进行比较，并在阴极上形成误差电压，使LED的工作电流发生变化。再通过光耦PC817去改变SG3525 的1脚电压大小，从而改变9脚电流大小，再通过光耦PC817使反馈电压V_FD增大，SG3525的1脚输入端电压升高，经SG3525内部电路后11、14的输出占空比减小，使+5V维持稳定。

2.6输出电路设计

在负载电流相同的条件下，全波和倍流整流电路中二极管的总通态损耗比全桥整流电路小一半，这就意味着在输出电压相同，且其它损耗相当的情况下，全波和倍流整流电路的效率会较高。在低压输入电路中，二极管通态损耗占电路总损耗很大比例，通常在输入电压较低的情况下（小于100V）采用全波电路比较合适。因此本设计采用整流器件MBR20100，其管压降小，可提高效率，二极管两端采用RC吸收电路，抑制二极管的反向瞬态电压。高频电压经其整流后由滤波电容C₁₃滤波，再经磁珠L₁组成低通滤波器向负载输出，C₁₄可降低交流纹波。输出电路设计如原理图1所示。

3 实验波形和实验数据

图4是满载时输出波形，从图中可以看出，满载时＋5V输出比较稳定且纹波比较小。

为了验证该系统的稳定性，实验中记录了不同负载下的输出电压值和不同输入下输出电压值如表1和表2所示。

从表1和表2可以看出，随着负载的加重，输出电压有小量的降低，随着输入电压的增加输出电压有小量的提升。但都基本维持在5V左右，负载调整率为 (5.07-4.98)/4.98=1.8%，电网调整率为(5.05-5.02)/5.02=0.6%，表明该系统较好的实现了稳压。

图4 满载时输出波形

4 结语

本文介绍了基于PWM的推挽式开关电源电路设计方案，采用推挽式变换器结构，系统稳压性能良好。整个系统所占用的PCB板面积很小，可直接做在单板系统上，为绝大多数单板系统提供足够的电能。经实验证明，它结构简单，性能可靠，成本低廉，而且重量轻、体积小，具有很大的实用潜力。

参考文献：

[1]倪海东，蒋玉平.高频开关电源集成控制器.北京.机械工业出版社，2004.09
[2]SG32525 芯片在开关(逆变)电源中的应用
[3]王全宝.电子变压器手册.沈阳.辽宁科学技术出版社，2007.06
[4]徐德鸿，沈旭，杨成林，周邓燕.开关电源设计指南.北京.机械工业出版社，2005.01.■