基于虚拟磁链定向矢量控制的三电平PWM整流器仿真研究

1引言

随着电力电子装置的广泛应用，大量低功率因数的二极管不控整流和晶闸管相控整流设备仅能实现能量的单向输送，对电网的谐波污染严重。可逆PWM整流器不仅具有能量可双向传输、网侧电流正弦及达到单位功率因数等特点，还解决了传统整流装置中存在的诸多问题，近年来越来越受到关注，具有广阔的应用前景。在中高压大功率的应用场合，三电平PWM整流器应用较为广泛，它的功率因数达到1，具有两电平所不可比拟的优点。目前三电平PWM整流器，主要采用电压定向矢量控制方式，此时需要检测电网电压、输入电流和直流母线电压，众多传感器及其信号处理电路带来高成本及复杂性问题。因此，与电机高性能控制相类似，以去掉传感器为目的，降低系统成本和提高可靠性的“无传感器”控制逐渐成为当前PWM整流器的研究热点。在三类控制参数的采集当中，网侧电流和直流母线电压传感器除了用于系统控制外，还要用于电压、电流的保护，这两类传感器不宜去掉。因此，无网侧电压传感器是PWM整流器实现的主流。在这其中，虚拟磁链技术以其独特的优势，成为研究重点。

然而，目前此类研究均着眼于两电平拓扑。此外，由于无网侧电压传感器，整流器启动过程中存在过大的电流冲击。为解决这一问题，文献[1]提出在初始时刻用零矢量来计算网侧电压的方法；文献[2]将相同思想应用到虚拟磁链的观测中，但试验结果不甚理想，大电流仍无法避免。基于该背景，为将虚拟磁链技术应用于三电平拓扑场合，并抑制系统启动过程中的浪涌电流冲击，本文从三电平PWM整流器数学模型出发，推导出了虚拟磁链在三电平PWM整流器控制中的应用方法，并进行了仿真分析。

2虚拟电网磁链的引入

二极管箝位三电平PWM整流器拓扑如图1所示。

图1三电平PWM整流器主电路拓扑

按照可能的开关状态，引入三电平整流桥三相桥臂的开关函数sip、sin（i=a,b,c）为：

若S1i,S2i开通，S3i,S4i关断，则sip=1,sio=0,sin=0；

若S2i,S3i开通，S1i,,S4i关断，则sip=0,sio=1,sin=0；

若S3i,S4i开通，S1i,S2i关断，则sip=0,sio=0,sin=1。

对于图1所示的三电平PWM整流器来讲，在两相静止坐标系αβ下，由其数学模型容易得到：

（1）

式中各向量e、v和i的表达式为：

（2）

显然，最直接实现无网侧电压传感器的方法，就是通过式（1）计算得到网侧电压e。然而，由于计算式中包含电流的微分项，在实现时极易引入噪声。要得到较为稳定的控制性能，需要相对较大的电抗器抑制电流的快速变化和高速的A/D和MCU，以尽可能提高采样频率，实现起来比较困难，特别是在大容量系统中。为解决这一问题，文献[4]提出了虚拟磁链（virtualflux）的概念，并将其成功运用于两电平PWM整流器的直接功率控制中，本文将其拓展到三电平拓扑中。

如图1所示，将电网和电抗器一起视为一个虚拟的交流电机。网侧电压ea、eb、ec等效为虚拟电机定子绕组的反电势，网侧电抗器中的等效电感Ls和等效电阻Rs分别代表定子漏感和定子电阻。由此，在αβ坐标系下，可求得此电机的虚拟气隙磁链为：

（3）

式中：

忽略电抗器电阻Rs，将式（1）代入式（3），可得：

（4）

对于三电平PWM整流器，其交流侧电压v可以通过两个直流母线电容电压Vdc1和Vdc2以及三相桥臂开关状态计算得到：

（5）

通过式（5）可以得到v，然后由式（4）即可在无网侧电压传感器的情况下求得虚拟磁链Ψ。

虚拟磁链计算式（4）中没有微分项，而且对电压的积分运算还可以滤除高频扰动；此外，由于磁链是连续量，相对于桥臂交流侧PWM形式的电压，更适合作为反馈量参与控制。因此，对于三电平PWM整流器VOC策略，引入虚拟磁链不仅能实现无网侧电压传感器，而且对网侧电压的扰动具有一定的抑制作用。

3虚拟磁链定向矢量控制

在三电平PWM整流器的VOC策略中，检测网侧电压的目的是得到其相位，以提供旋转变换的角频率及初始位置。引入虚拟磁链后，由式（3）可知，Ψ滞后e90°。因此，无论是以磁链定位，或是根据磁链相位求得电压相位，两者均可以实现无网侧电压传感器的矢量控制。

图2给出了三电平PWM整流器虚拟磁链定向矢量控制（VirtualFluxorientedcontrol/VFOC）框图。

图2VFOC控制框图

通过检测直流侧母线上下电容电压，得到中点电位信息母线电压Vdc，Vdc和给定参考Vdc*比较，其误差经过PI调节器得到有功电流参考量id*，无功电流参考量iq*在单位功率因数下设为零。通过采样的网侧电流ia、ib以及整流桥直流侧上下电容电压Vdc1、Vdc2，由式（4）观测虚拟磁链。根据观测到的磁链得到旋转变换的参考角度θr。此外，有功电流及无