轻轨车应急通风电源前级DC／DC变换器研制

摘要：介绍了轻轨车应急通风电源前级DC／DC变换器的结构和工作原理。针对变压器次级出现的整流桥寄生振荡问题，分析了振荡产生的原因。为了抑制该振荡，详细分析并对比了3种RCD吸收电路的工作过程及优缺点，并介绍了不同工况下吸收电路结构及参数的选取方法。最后，给出了主电路及吸收电路参数的设计公式，并搭建样机，对设计方案和吸收电路的效果进行了验证。
关键词：变换器；电源；轻轨；寄生振荡

1 引言
当轻轨车出现供电故障时，为保证车内正常通风与乘客安全，前级DC／DC变换器中，主电路要将电压从24 V升至600 V，升压倍数很大。文献对几种高增益DC／DC变换器作了简单介绍。由于应急通风电源的运行时间取决于蓄电池，设计标准为45 min，因此在短时间运行情况下，若能保证脉冲的对称性，可以不考虑全桥变换器的变压器偏磁问题。
结合应急通风电源的具体工况，采用全桥变换器作为主电路。由于全桥变换器存在整流桥寄生振荡，随着变压器匝比的提高，全桥变换器次级由漏感和输出二极管结电容引起的振荡愈加严重，因此必须采用吸收电路对振荡进行抑制。这里介绍了轻轨应急通风电源前级DC／DC变换器的结构和参数，并结合实际工况，对3种RCD吸收电路进行比较和分析，给出了具体的参数设计。

2 系统介绍和吸收电路的选择
2．1 系统主电路结构和原理
图1为系统主电路结构。

其工作原理为：24V直流电通过方波逆变为交流，经过一个高变比的变压器升压后通过二极管整流桥进行不控整流，整流后通过LC滤波变为所需的600 V直流电。通过控制开关管的占空比可控制输出电压的大小。由于实际应用要求变压器体积很小，所以开关频率设为50 kHz。C1和C2分别为电源侧和输出侧的支撑电容。
对于全桥变换器拓扑，其次级整流二极管两端电压会有较大振荡，主要是由高频变压器的漏感和整流二极管的结电容(或者是绕组分布电容)之间的寄生振荡引起的。该设计中由于升压倍数很高，初级开关过程带来的振荡通过变压器传递到次级，也会造成很大的影响。实验表明，振荡峰值接近1．2 kV，因此需在初、次级均添加吸收电路，抑制整流二极管两端的尖峰。
2．2 几种RCD拓扑比较
图2a．b为2种RCD吸收拓扑。拓扑I为传统的RCD吸收电路，其工作波形如图2c所示。

对于拓扑I，在充电前稳态时，Cs上的电压uCs与输出电压Udc相同。到达t0时刻时，变压器次级电压变为Uin／n，整流桥开始正向导通，另一组二极管关断，次级绕组漏感开始和整流桥二极管的结电容振荡。整流桥输出电压u0上升并在t1时达到Udc，然后VDs导通，Cs加入谐振。uCs和ur0上升到箝位电压Uc，然后在t2谐振结束时降到Uin／n。当VDs在t3时刻关断时，uCs通过Rs和Lf放电，直到uCs和Udc在t4时达到平衡。在这段关断时间里，ur0=0。
在该缓冲电路模型中，整流桥的最大电压应力被控制在小于2倍2Uin／n的Uc。从工作过程来看，由于Rs上的压降几乎为零，因此在[t1，t3]内iRs=0。只有在[t3，t4]时刻有唯一的电流，此时Rs和Lf上的损耗Edis可以被线性计算为：

该缓冲电路的缺点是：当Cs上额外的电压放电时要通过滤波电感，这样会使放电过程缓慢，导致Uc相对较高。
拓扑Ⅱ中，Rs和Lf并联。其工作过程与拓扑I相似，但是当VDs在t3时刻关断时，放电电流只经过Rs而不经过Lr，这样加快了放电速度。
在该电路模式中，部分谐振能量通过Rs传送给终端输出。由图2c可见，当uCs高于Udc时，Rs上有一个用于维持Cs充放电平衡的小电流iRs’，其大小取决于Rs的值，且该电流不足以在开通时间内将Cs上的电压释放到与Udc相平衡。所以，uCs在t3时刻整流桥关断前幅值能稳定在Uin／n。
该放电回路是个一阶模型，计算较为简单。由于只要uCs高于Udc，Rs上就会消耗能量，所以与拓扑I相比，该电路损耗Edis要大，可近似计算为：

图3a为另一常用RCD吸收电路，其吸收电阻和电容是并联的。图3b为其工作波形。当整流桥关断时，uCs完全通过Rs放电，只要时间充足，电容上的所有能量将通过Rs消耗掉，并且uCs在t4时刻为零。该放电过程更快，但损耗的能量与之前的电路相比也大大增加。
Edin的计算式为：
Edis的计算式为：

通过对比可见，拓扑Ⅲ箝位吸收效果最好，拓扑Ⅱ箝位吸收效果比拓扑I稍好。
2．3 吸收电路结构和参数选择
RCD吸收电路的基本工作原理：整流二极管反向恢复过程中，变压器漏感和电路寄生电感与二极管结电容谐振，使二极管承受反向尖峰电压；当电压尖峰高于RCD电路中uCs，由于电荷守恒，Cs与二极管结电容按容量比例分配电荷；Cs往往远大于结电容，因此相当于把峰值电压箝位至：

式中：Ucm为Cs半周起始电压；Qrr为反向恢复电荷。
对于RCD吸收电路，当RsCs乘积较大时，Cs的放电速度慢，在半个周期内无法下降到Uin，因而Uc高，但由于其Rs较大，损耗会相对较小，称为弱吸收，反之则称为强吸收。
RCD吸收电路稳定工作时，其电压和能量是平衡的，即Cs箝位上升的电压必须在半个周期内通过Rs释放掉，而且电压尖峰的能量必须被Rs
吸收。若Rs增大则放电变慢，根据平衡条件，Us会被抬高，而Rs上的损耗会减小。
该设计由于开关频率很高，为50 kHz，要求Cs放电时间很短，否则极易进入弱吸收状态，抬高Uc。因此需结合开关管的工作情况确定吸收电路的工作状态，并结合发热情况综合考虑Rs，Cs的取值。
在初级MOSFET两端添加RCD吸收电路，因输入电压仅为24 V，产生峰值较小，在Rs上产生的损耗相对很小。因此选择拓扑Ⅲ，并选取阻值较小的Rs和容值较小的Cs，使RCD吸收电路工作在强吸收状态，从而最大程度限制电压尖峰。根据实验结果，兼顾吸收效果和温升，选Rs为300Ω／8 W的功率电阻，Cs为1 000 pF／100 V的CBB电容。
在次级整流桥后添加吸收电路，整流二极管两端电压尖峰很大，同时由于输出电压很高，若采用拓扑Ⅲ，将产生巨大的损耗，因此将其排除。
对于拓扑I，Ⅱ，若Rs取值很小，损耗也会非常严重，因此Rs必须取较大的阻值，使系统工作在弱吸收状态。在此状态下RsCs越小，Uc越小，因此选择Cs容值时应尽可能小，但必须保证Cs的容量足以吸收尖峰电压。通过实验，综合考虑吸收效果和发热情况，Rs选取10 kΩ／50 W的铝壳电阻，Cs选择4700 pF／1 kV的高频吸收电容。为弥补吸收效果的不足，在RCD吸收旁并联RC吸收电路，R选择10kΩ／50W的铝壳电阻，C选择4700pF的高频吸收电容。
在选定参数情况下，次级RCD吸收电路采用拓扑I，Ⅱ，Ⅲ的Rs10 min温升分别为15℃，18℃，55 ℃；Uc分别为960 V，938 V，930 V。考虑吸收效果和电阻的发热情况，选择拓扑Ⅱ吸收电路。

3 实验验证
图4为优化后的主电路。DC／DC变换器的输出功率为1 kW，输出电压为500～650 V，根据P=UI，可得Io为1．54～2 A。输入电压为24 V，波动范围为18～30V，可得初级电流有效值为33．3～55．6A。可见初级工作在低压大电流状态，次级工作在高压低电流状态，器件的选型就是基于该计算结果。