电源设计之拓扑结构

单端反激变换器

1、电路拓扑图

2、电路原理

其变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管Q开通时Np储存能量，开关管Q关断时Np向Ns释放能量。在输出端要加由电感器Lo和两Co电容组成一个低通滤波器，变压器初级需有Cr、Rr和Dr组成的RCD漏感尖峰吸收电路。输出回路需有一个整流二极管D1。由于其变压器使用有气隙的磁芯，故其铜损较大，变压器温相对较高。并且其输出的纹波电压比较大。但其优点就是电路结构简单，适用于200W以下的电源且多路输出交调特性相对较好。

3、变压器计算

单端反激式变压器设计的方法较多，但对于反激式设计来说最难的也就是变压器的设计和调整。一般须视具体工作状态而定，这里我结合自己的调试经验介绍一种快捷的近似计算方法。反激变换器可工作于电流连续模式(CCM)和电流断续模式(DCM)，同样输出功率时，工作于电流断续模式具有较大的峰值电流，此时开关晶体管、整流二极管、变压器和电容上损耗会增加，所以一般效率较低，工作于电流连续模式下，效率较高，但输出二极管反向恢复时易引起振荡和噪声；另外，工作于电流断续模式时，由于变压器电感量较小，体积可以做得小一些，而工作于电流连续模式，变压器体积一般会较大。变压器参数的选取应结合整个电路设计和实际应用情况，在最初的设计中，为取得比较适中的性能，可考虑使电路工作于电流临界连续状态。

反激式变压器的设计可分为以下几个步骤：

a、初选磁芯型号。

b、确定初级电感量。

c、确定初级峰值电流。

d、确定初级线圈匝数和气隙。

e、计算并调整初、次级匝数。

f、计算并确定导线线径

g、校核窗口面积和最大磁感性强度

★ 初选磁芯型号

反激变压器的体积主要决定于传递功率的大小，可依据经验或磁芯厂家手册中提供的速选图表，初选一磁芯型号代入以后的步骤进行计算。

★ 确定初级电感量

若考虑低端满载时，电路工作于电流临界连续状态，此时初级电感量计算公式如下：

L1=(Vinmin×Dmax)∧2/(2×f×Po)

(Vinmin为输入电压最小值，Dmax为设定的最大占空比，f为开关频率，P0为输出功率。)增大L1取值时，电路开始工作于电流连续模式，原边电感量的选择可在L1计算值基础上，视具体情况作调整。

★ 确定初级峰值电流

设计时仍应考虑低端满载的情况。

电路工作于电流不连续或临界连续时，初级峰值电流

I1max=2×Po/(Vinmin×h×Dmax)(h为预测效率值)

电路工作于电流连续模式时，初级峰值电流：

I1max=2×Po/(Vinmin×h×Dmax)＋(2×Vinmin×T×Dmax)/L1

★ 确定初级峰值电流确定初级线圈匝数和气隙

首先作出两点假设：

a、由于磁芯开气隙后剩磁Br减小很多，认为Br＝0。

b、 由于气隙磁阻远大于磁路其他部分磁阻，认为磁势全部降于气隙处。

根据以上两点假设可得出初级电感量：

L1=(m0×Ae×Np)/d

(m0为空气磁导率，Ae为气隙处磁芯截面积，d为气隙长度。)

工作最大磁感应强度：

Bm=(I1max×Np×m0)/d??? (Bm为最大磁通密度)

选择最大磁感应强度Bm后，联解以上两式可求出初级匝数N1，和气隙长度d，气隙长度的选取不宜过长，过长的气隙会导致主磁路磁阻增大，磁力线通过漏磁路闭合，会增加漏感和电磁干扰EMI。

★ 计算并调整初、次级匝数

仍考虑低端满载情况，此时电流连续或临界连续，次级匝数：

N2=(Vo+Vd+Io×R)×(1-Dmax)×Np/(Vin×Dmax)　　(UD为输出整流管压降，IO R为线路压降)

取初级或次级匝数中较小者，取整后，再由匝比关系推算其余绕组匝数。

★ 计算并确定导线线径

初级绕组电流有效值：

I1=sqr((I1max×(1-DI)+DI×DI/3)×D)(DI为电流增量，DI＝(Vin×Ton)/L1)

次级电流有效值：

I2=Np×I1/N2

当电流较大时，导线采用多股并绕，每股直径不大于2倍穿透深度。

★ 校核窗口面积和最大磁感性强度

变压器绕制的基本要求是耦合紧密，以减小漏感。设计时有两种基本方法以增加绕组间耦合，一是双线并绕，常用于绕制输出正负绕组、原边绕组与去磁绕组等，要求并绕的绕组匝数相等且压差不能不能太高；另一种是夹绕的方法，将原边绕组均分为两层，夹副边绕组，也有多层夹绕的方法，由于结构复杂，我在二次电源变压器设计中没有采用。

双管反激变换器

1、电路拓扑图

2、电路原理

其变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管Q1、Q2开通时Np储存能量，开关管Q1、Q2关断时Np向Ns释放能量，同时Np的漏感将通过D2、D3返回给输入，可省去RCD漏感尖峰吸收电路。在输出端要加由电感器Lo和两Co电容组