基于新型双向整流器的锂电池充放电装置研究

摘要：针对当前锂动力电池的良好应用前景，介绍了一种新型的基于双向DC／DC同步半桥整流器的高效锂动力电池充放电装置。对该充放电装置的工作原理及过程进行了详细分析，同时对其硬件参数和软件算法进行了设计。最后搭建了实验平台，对单个200 Ah的锂动力电池进行了充、放电实验。实验结果验证了该装置电路拓扑结构和控制方案的可行性。
关键词：整流器；锂动力电池；数字信号处理

1 引言
目前，锂动力电池是当前综合性能和发展前景最好的电池，在动力汽车、军事武器、航空航天等方面得到了越来越广泛地应用，但其充放电过程存在极大的能量浪费。为了减少能量浪费，必须对锂动力电池高效充放电装置进行研究。在此，利用MOSFET的双向导通特性，对基于双向DC／DC同步半桥整流器的锂动力电池充放电装置进行了研究和设计。

2 双向DC／DC同步半桥整流器
2．1 主电路结构框图
图1示出锂电池充放电装置所采用的双向DC／DC同步半桥整流器的主电路结构框图。该功率电路拓扑由带高频变压器隔离的可逆半桥电路和双电感倍流整流电路构成。其中，连接到直流母线的可逆半桥电路由两个全控型开关管VQ1，VQ2、分压储能电容C1，C2、变压器初级T1、起平衡电容电压作用的均压电感L和二极管VD3，VD4组成，Ud为直流母线电压；次级双电感倍流整流电路则由变压器次级T2、功率开关管VQ3，VQ4、输出双滤波电感L1，L2以及输出滤波电容C3组成，其输出连接到锂动力电池，Uo为电池充放电电压。其中，驱动信号由DSP TMS3 20F2808经A／D采样和充放电算法运算后由DSP的PWM模块输出，再经隔离驱动电路放大后驱动相应开关管。

2．2 主电路的工作原理
该双向变换器有正向充电和反向放电两种工作模式，这两种模式通过DSP芯片TMS320F2808进行控制。①正向充电模式下，VQ1，VQ2的驱动信号相位相差180°，占空比d0．5；而VQ3，VQ4作为同步整流管工作在反向导通；该状态下，分别与VQ1，VQ2互补导通。该模式下能量由直流母线流向锂动力电池，电池被充电；②反向放电模式下，VQ3，VQ4工作在正向导通状态下，d>0．5，VQ1，VQ2工作在同步整流状态下，分别与VQ3，VQ4反向互补导通。该模式下锂动力电池放电，能量由电池端流向直流母线。上述整个充放电过程中，负载锂动力电池输出的电流均等于两个输出滤波电感电流IL1，IL2之和，即Ib=IL1+IL2。下面分别对这两种工作模式的原理进行分析。
(1)正向充电模式工作原理及过程
该双向变换器在正向充电时的一个开关周期TS内有4种开关模态，具体分析如下：
模态1[t0～t1] 在t0时刻，VQ1，VQ4导通，变压器初、次级电压同名端均为正极性，变压器初级电压uT1=Ud／2，VQ2，VQ3处于关断状态，前者漏源极电压由于VQ1导通被箝位到母线电压，即udsVS2=Ud。两个回路的IL1，IL2都流过VQ4，此时，L1存储能量，IL1增大；而L2释放能量，IL2减小。
模态2[t1～t2] 在t1时刻，VQ1，VQ2关断，变压器初、次级电压为零，VQ1，VQ2的漏源级电压均为母线电压一半，即udsVS1=UdsVS2=Ud／2。此时使VQ3，VQ4导通，则二者分别对IL1，IL2进行续流，L1，L2都向电池释放能量，电流均减小，故输出给电池的电流Ib亦减小。
模态3[t2～t3] 在t2时刻，VQ2导通，VQ1保持关断，变压器初、次级电压同名端均为负极性，VQ1的漏源极电压为母线电压，即udsVS1= Ud，使VQ4关断，VQ3保持开通，IL1，IL2都流经VQ3。此时，L2存储能量，IL2增大；而L1释放能量，IL1减小。
模态4[t3～t4] 情况与模态2相同，不再赘述。
图2a给出了该整流器处于正向充电模式时其主要电参量的波形图。

(2)反向放电模式工作原理及过程
该双向变换器在一个Ts内亦有4种开关模态。
模态1[t0～t1] 在t0时段，VQ1，VQ4导通，VQ2，VQ3关断。变压器初、次级电压同名端均为正极性。变压器初级电流由同名端流出，通过反向导通的VQ1给C1充电。此时，IL1，IL2都流经VQ4。L1放电，和电池一起通过变压器向母线传递能量，IL1减小；另外电池也向L2放电，故IL2增大。
模态2[t1～t2] 在t1时刻，VQ1关断，保持VQ2关断，VQ3，VQ4导通，变压器初、次级电压为零，没有电流流过。此时UdsVS1=UdsVS2=Ud ／2。电池通过VQ3向L1，以及通过VQ4向L2放电，L1，L2被充电，IL1，IL2都是增大的。
模态3[t2～t3]在t2时刻，VQ2导通，VQ1关断，变压器初、次级电压同名端均为负极性，由于VQ2导通，VQ1的漏源极电压为母线电压，即UdsVS1=Ud。VQ4关断，保持VQ3开通。此时，IL1，IL2都流经VQ3。L2放电，和电池一起通过变压器向母线传递能量，IL2减小；另外电池也向L1放电，故IL1增大。
模态4[t3～t4]情况与模态2相同，不再赘述。
图2b给出该整流器处于反向充电模式时其主要电参量的波形图。在上述充放电过程中，只要C1和C2电压不相等，则L上将流过电流，直到两电容电压平衡为止。

3 主电路硬件参数设计
主电路硬件参数的设计包括L1，L2、初次级开关管的选型以及隔离驱动电路的设计等。
3．1 滤波电感参数的设计
由于两个电感完全一样，故设计其中一个电感L1即可。开关管工作频率fs=42 kHz，半桥开关管最大占空比D=0．4，输出电压5 V，电感电流为30 A，电感电流纹波取±5％，变压器次级倍流整流管导通压降与线路压降之和△u=0．2 V，由此可得L1=(1-D)(Uo+0．2)／(fs△iL 12)=25μH。
3．2 MOSFET的选型
(1)半桥开关管的选型
设定Ud=360 V，故半桥开关管工作在高压状态下，其选型主要考虑耐压，过电流能力和内部快恢复二极管的恢复时间等。电路中VQ1，VQ2选用N沟道MOSFET管IXTP14N60P，其额定电压为600 V，额定电流为14 A，内部反并联二极管恢复时间小于400 ns，完全可以满足电路要求。
(2)变压器次级同步整流管选型
由于变压器次级输出属于低压大电流(5 V／60 A)的工况，为减小损耗，同步整流管的导通电阻越小越好，同时，较短的MOSFET开通和关断时间对提高效率也很关键。因此VQ3，VQ4采用低压大电流功率开关管IXTQ200N06P，其漏源极额定电压为600 V，额定电流为200 A，导通电阻低于6 mΩ，开通时间和关断时间分别为35 ns和90 ns。
3．3 隔离驱动电路的设计
(1)半桥隔离驱动电路的设计
隔离驱动电路是控制电路与功率电路之间的信号接口。为了保证系统具有良好的抗干扰能力，同时实现DSP输出的PWM信号对功率电路
开关管的有效驱动，采用带隔离功能的悬浮自举半桥驱动芯片SI8223作为该系统的隔离驱动电路主控芯片。
(2)变压器次级倍流整流管驱动电路的设计
由于变压器次级倍流整流管实质为大电容负载，其驱动芯片要有较强的驱动能力，因此采用两片大电流MOSFET驱动芯片UCC27321对其进行驱动。该芯片具有9 A的峰值电流驱动能力，能够快速地驱动MOSFET开关管，在10 nF的负载下，其上升时间和下降时间的典型值仅20 ns，并且有使能保护引脚，增强了系统可靠性。

4 充放电算法的实现
电池充电时采用先恒流(电流PI调节)限压，再恒压(电压PI调节)限流的控制方法，其算法框图如图3所示。电池放电时采取恒流(电流PI调节)限压的控制方式，即使电池以一定电流放电，当放电端电压小于限定值时，停止电池放电。